JPH0245952B2 - - Google Patents
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- JPH0245952B2 JPH0245952B2 JP59248253A JP24825384A JPH0245952B2 JP H0245952 B2 JPH0245952 B2 JP H0245952B2 JP 59248253 A JP59248253 A JP 59248253A JP 24825384 A JP24825384 A JP 24825384A JP H0245952 B2 JPH0245952 B2 JP H0245952B2
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- voltage
- inverters
- individual inverters
- arc welding
- power source
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
- B23K9/1006—Power supply
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/06—Arrangements or circuits for starting the arc, e.g. by generating ignition voltage, or for stabilising the arc
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J1/00—Circuit arrangements for DC mains or DC distribution networks
- H02J1/10—Parallel operation of DC sources
- H02J1/102—Parallel operation of DC sources being switching converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J1/00—Circuit arrangements for DC mains or DC distribution networks
- H02J1/10—Parallel operation of DC sources
- H02J1/108—Parallel operation of DC sources having arrangements for blocking reverse current flow, e.g. using diodes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Arc Welding In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、アーク熔接装置に対する電源に関
し、より具体的には、平滑コンデンサ装置に直流
出力を供給すべく交流主母線に接続可能な整流器
と、この直流出力電圧を交流主母線よりもはるか
に高い周波数を有する交流電圧に変換する並列イ
ンバータ装置とを有する電源に係わる。インバー
タ装置は、制御可能な半導体素子と、インバータ
装置の入力を、被工作物及び熔接電極から成る熔
接部に接続される出力から電気的に分離するため
の変圧器とを含む。
し、より具体的には、平滑コンデンサ装置に直流
出力を供給すべく交流主母線に接続可能な整流器
と、この直流出力電圧を交流主母線よりもはるか
に高い周波数を有する交流電圧に変換する並列イ
ンバータ装置とを有する電源に係わる。インバー
タ装置は、制御可能な半導体素子と、インバータ
装置の入力を、被工作物及び熔接電極から成る熔
接部に接続される出力から電気的に分離するため
の変圧器とを含む。
［従来の技術］
熔接器用電源は、主母線電圧を比較的低い熔接
電圧にまで低下させる変圧器を含むのが普通であ
る。熔接電圧の周波数が著しく高いため、多くの
場合この変圧器を主母線周波数を調整するのに必
要な変圧器よりもはるかに軽量化することができ
る。なお、ここで使用する“著しく高い周波数”
という表現は、少なくとも0.5KHzの周波数を指
す。具体的には、可聴域以上、即ち、約15KHz以
上の周波数を選択することが好ましい。主母線周
波数よりも高い周波数であるから、熔接パラメー
タ、例えば熔接電流及び熔接電圧をより迅速に制
御することができる。この種の電源は、例えば米
国特許第4159409号及び英国特許明細書第2046535
号にすでに開示されている。
電圧にまで低下させる変圧器を含むのが普通であ
る。熔接電圧の周波数が著しく高いため、多くの
場合この変圧器を主母線周波数を調整するのに必
要な変圧器よりもはるかに軽量化することができ
る。なお、ここで使用する“著しく高い周波数”
という表現は、少なくとも0.5KHzの周波数を指
す。具体的には、可聴域以上、即ち、約15KHz以
上の周波数を選択することが好ましい。主母線周
波数よりも高い周波数であるから、熔接パラメー
タ、例えば熔接電流及び熔接電圧をより迅速に制
御することができる。この種の電源は、例えば米
国特許第4159409号及び英国特許明細書第2046535
号にすでに開示されている。
しかし、高い周波数の使用には、種々の欠点も
伴う。熔接用の高周波数及び高出力を得るのに必
要な制御可能な半導体素子は、コストが高く、交
流主母線の周波数に使用される半導体素子に比較
していくつかの点で性能が劣る。例えば、原則と
して、これらの半導体素子は過渡現象、例えば電
流及び電圧の急激な変化による過負荷に関連する
特性において劣る。更に、このような半導体素子
は、もし交流主母線に通常存在するのと同レベル
の電圧負荷にも耐え得るように構成する場合、特
にそのコストが大きくなる。例えば、主母線電圧
が380Vの場合、平滑整流された直流出力は、通
常530Vを越える。従つて、半導体素子の性能設
定に際しては、特に主母線電圧の変動及び過渡現
象に対して余裕を与えねばならない。主母線電圧
が500Vなら、半導体素子の絶縁耐力を少なくと
も800Vとしなければならないのに対して、主母
線電圧が380Vなら、それを少なくとも600Vに設
定しなければならない。
伴う。熔接用の高周波数及び高出力を得るのに必
要な制御可能な半導体素子は、コストが高く、交
流主母線の周波数に使用される半導体素子に比較
していくつかの点で性能が劣る。例えば、原則と
して、これらの半導体素子は過渡現象、例えば電
流及び電圧の急激な変化による過負荷に関連する
特性において劣る。更に、このような半導体素子
は、もし交流主母線に通常存在するのと同レベル
の電圧負荷にも耐え得るように構成する場合、特
にそのコストが大きくなる。例えば、主母線電圧
が380Vの場合、平滑整流された直流出力は、通
常530Vを越える。従つて、半導体素子の性能設
定に際しては、特に主母線電圧の変動及び過渡現
象に対して余裕を与えねばならない。主母線電圧
が500Vなら、半導体素子の絶縁耐力を少なくと
も800Vとしなければならないのに対して、主母
線電圧が380Vなら、それを少なくとも600Vに設
定しなければならない。
［発明が解決しようとする問題点］
特に量産される比較的小さい熔接装置用電源の
場合、この電源に組込まれる充分に高い絶縁耐力
を有する半導体素子のコストは、極めて高くなる
から、このような比較的小さい電源においては、
特に、高電圧が作用する場合、半導体素子のコス
トが全体のコストのうちのかなりな部分を占め
る。従つて、絶縁耐力が比較的低い低コストの素
子を使用することが望ましい。ただし、開発が進
められるに従つて、この種の半導体素子のコスト
が次第にてい減されているにもかかわらず、低絶
縁耐力の半導体素子のコストと高絶縁耐力の半導
体素子のコストとの間に大きな差が現われそうも
ない。
場合、この電源に組込まれる充分に高い絶縁耐力
を有する半導体素子のコストは、極めて高くなる
から、このような比較的小さい電源においては、
特に、高電圧が作用する場合、半導体素子のコス
トが全体のコストのうちのかなりな部分を占め
る。従つて、絶縁耐力が比較的低い低コストの素
子を使用することが望ましい。ただし、開発が進
められるに従つて、この種の半導体素子のコスト
が次第にてい減されているにもかかわらず、低絶
縁耐力の半導体素子のコストと高絶縁耐力の半導
体素子のコストとの間に大きな差が現われそうも
ない。
［問題点を解決するための手段］
絶縁耐力の低い半導体スイツチング素子を採用
することができ、従つて、製造コストが軽減され
る熔接用電源を実現するため、発明者は、本発明
の１つの特徴として、複数のインバータのそれぞ
れが、交流主母線に接続された整流器からの整形
された電圧負荷の一部だけを供給されるように構
成したインバータ装置を開発した。これにより、
比較的低い絶縁耐力の半導体素子を使用して、給
電コストを著しく軽減することが可能となつた。
することができ、従つて、製造コストが軽減され
る熔接用電源を実現するため、発明者は、本発明
の１つの特徴として、複数のインバータのそれぞ
れが、交流主母線に接続された整流器からの整形
された電圧負荷の一部だけを供給されるように構
成したインバータ装置を開発した。これにより、
比較的低い絶縁耐力の半導体素子を使用して、給
電コストを著しく軽減することが可能となつた。
本発明に従い、熔接などのため電源が提示され
るが、そこでは、複数のインバータから成り、直
列に接続された入力を具備するインバータ装置
が、分圧器を形成するように接続された複数の直
列接続平滑コンデンサからの直流負荷の一部、好
ましくは均等な部分を受け、そして、前記直流負
荷の前記部分を前記複数のインバータの各々に供
給し、これにより、複数のインバータを、前記直
流負荷の前部分だけに耐えうる性能のものにする
ことができる。
るが、そこでは、複数のインバータから成り、直
列に接続された入力を具備するインバータ装置
が、分圧器を形成するように接続された複数の直
列接続平滑コンデンサからの直流負荷の一部、好
ましくは均等な部分を受け、そして、前記直流負
荷の前記部分を前記複数のインバータの各々に供
給し、これにより、複数のインバータを、前記直
流負荷の前部分だけに耐えうる性能のものにする
ことができる。
しかし、直流電圧の均等な配分は、電源が無負
荷状態の間に、インバータの変圧器を流れる磁化
電流に著しい差が生じたり、コンデンサの漏れ電
流に著しい差が生じたりすることで妨げられる可
能性がある。そこで本発明の他の特徴として、平
滑のため直列に接続したコンデンサのそれぞれに
抵抗を並列接続することにより、前記磁化電流差
及び前記漏れ電流差によつて生ずる部分電流のば
らつきと、これに伴つて複数のインバータ中の特
定インバータに現われる過負荷とを共に回避する
ことができることも明らかにされた。
荷状態の間に、インバータの変圧器を流れる磁化
電流に著しい差が生じたり、コンデンサの漏れ電
流に著しい差が生じたりすることで妨げられる可
能性がある。そこで本発明の他の特徴として、平
滑のため直列に接続したコンデンサのそれぞれに
抵抗を並列接続することにより、前記磁化電流差
及び前記漏れ電流差によつて生ずる部分電流のば
らつきと、これに伴つて複数のインバータ中の特
定インバータに現われる過負荷とを共に回避する
ことができることも明らかにされた。
複数のインバータを共通の熔接インダクタに接
続すれば、複数のインバータのそれぞれのスイツ
チングを制御する制御パルスが不安定となり、そ
の結果、インバータの共通出力における電圧が不
安定となり、１個のインバータの電圧がこのイン
バータの半導体素子の定格電圧または絶縁耐力よ
りも大きくなるおそれがある。このような不安定
性及びその結果生ずる連携のインバータ内の半導
体素子の過負荷は、複数のインバータのそれぞれ
からの出力を個々の熔接インダクタと直列に接続
することによつて回避できることも明らかになつ
た。
続すれば、複数のインバータのそれぞれのスイツ
チングを制御する制御パルスが不安定となり、そ
の結果、インバータの共通出力における電圧が不
安定となり、１個のインバータの電圧がこのイン
バータの半導体素子の定格電圧または絶縁耐力よ
りも大きくなるおそれがある。このような不安定
性及びその結果生ずる連携のインバータ内の半導
体素子の過負荷は、複数のインバータのそれぞれ
からの出力を個々の熔接インダクタと直列に接続
することによつて回避できることも明らかになつ
た。
従つて、本発明の更に他の特徴として、直列に
接続した複数のインバータを採用する電源の実施
例が提示される。複数のインバータの制御装置
は、インバータ変圧器からの出力部に反転電圧パ
ルスを形成するようにインバータ内の半導体素子
を制御する各インバータ変圧器、これと直列の整
流器、熔接インダクタ、及び該熔接インダクタと
相互作用するフリーホイール・ダイオードを、互
いに並列に接続すると共に熔接部に接続する。
接続した複数のインバータを採用する電源の実施
例が提示される。複数のインバータの制御装置
は、インバータ変圧器からの出力部に反転電圧パ
ルスを形成するようにインバータ内の半導体素子
を制御する各インバータ変圧器、これと直列の整
流器、熔接インダクタ、及び該熔接インダクタと
相互作用するフリーホイール・ダイオードを、互
いに並列に接続すると共に熔接部に接続する。
従つて、本発明の主要目的は、電圧負荷の一部
だけを受ける複数のインバータを採用したインバ
ータ装置を利用し、絶縁耐力が比較的低い半導体
によつて製造コストを軽減することのできる熔接
用電源をを提供することにある。
だけを受ける複数のインバータを採用したインバ
ータ装置を利用し、絶縁耐力が比較的低い半導体
によつて製造コストを軽減することのできる熔接
用電源をを提供することにある。
［実施例］
以下、添付図面に沿つた実施例の詳細な説明に
より、本発明の内容をより明らかにする。
より、本発明の内容をより明らかにする。
図面、特に第１図には、本発明の電源の実施例
を略示するブロツクダイヤグラムを示した。第１
図に示す電源の実施例は、整流器１、インバータ
４，５、平滑コンデンサ８，９、及び整流器１
３，１４から成る。整流器１は、単相交流給電主
母線２に接続している。ケーブル３を介して直列
に接続した１対の公知インバータ４，５は、ケー
ブル６，７を介して整流器１の出力に接続する。
を略示するブロツクダイヤグラムを示した。第１
図に示す電源の実施例は、整流器１、インバータ
４，５、平滑コンデンサ８，９、及び整流器１
３，１４から成る。整流器１は、単相交流給電主
母線２に接続している。ケーブル３を介して直列
に接続した１対の公知インバータ４，５は、ケー
ブル６，７を介して整流器１の出力に接続する。
インバータ４，５は、当業者には公知の態様の
制御可能な半導体素子を含む。これらは、サイリ
ストまたはトランジスタの形態を取ることができ
る。
制御可能な半導体素子を含む。これらは、サイリ
ストまたはトランジスタの形態を取ることができ
る。
２個の互いに直列に接続する平滑コンデンサ
８，９には、ケーブル６，７により並列に抵抗１
０，１１を接続してある。その結果、整流器１の
直流出力は、抵抗１０，１１の値に応じて分圧さ
れる。直列接続のコンデンサ８，９間の中心また
は接続点１２は、ケーブル３に接続する。
８，９には、ケーブル６，７により並列に抵抗１
０，１１を接続してある。その結果、整流器１の
直流出力は、抵抗１０，１１の値に応じて分圧さ
れる。直列接続のコンデンサ８，９間の中心また
は接続点１２は、ケーブル３に接続する。
インバータ４，５から発生する交流電圧は、そ
の周波数が15KHz以上であることが好ましい。こ
の交流電圧は、各インバータ４，５の出力にそれ
ぞれ接続する対応の整流器１３または整流器１４
において整流された後、電極１５及び被工作物１
６から成る熔接部に供給される。互いに全く同じ
でもよい２個の抵抗１０，１１間での分圧によ
り、各インバータ４，５への供給電圧は、整流器
１からの直流出力電圧の約1/2に等しくなる。た
だし、対応のコンデンサ８または同９が、インバ
ータの周波数に従つて充電及び放電するから、あ
る程度の変動を伴う。ところが、当業者には明ら
かなように、第１図に示す本発明の実施例では、
各インバータ４，５に作用するのは整流器１の直
流出力電圧の約1/2に過ぎないから、誘電定格の
低い半導体素子を使用することができる。
の周波数が15KHz以上であることが好ましい。こ
の交流電圧は、各インバータ４，５の出力にそれ
ぞれ接続する対応の整流器１３または整流器１４
において整流された後、電極１５及び被工作物１
６から成る熔接部に供給される。互いに全く同じ
でもよい２個の抵抗１０，１１間での分圧によ
り、各インバータ４，５への供給電圧は、整流器
１からの直流出力電圧の約1/2に等しくなる。た
だし、対応のコンデンサ８または同９が、インバ
ータの周波数に従つて充電及び放電するから、あ
る程度の変動を伴う。ところが、当業者には明ら
かなように、第１図に示す本発明の実施例では、
各インバータ４，５に作用するのは整流器１の直
流出力電圧の約1/2に過ぎないから、誘電定格の
低い半導体素子を使用することができる。
第２図には、本発明の他の実施例を略示する回
路図を示した。具体的には、第２図は、３相交流
主母線１８に接続する３相整流器１７を示す。そ
の出力１９，２０は、入力２５，２６，２７及び
２８を有する２個の直列に接続されたインバータ
２３，２４に接続している。入力２６，２７は、
図示のようにクリツプ２９によつて互いに接続さ
れ、この接続点は、直列のコンデンサ２１，２２
の接続点３０に接続する。
路図を示した。具体的には、第２図は、３相交流
主母線１８に接続する３相整流器１７を示す。そ
の出力１９，２０は、入力２５，２６，２７及び
２８を有する２個の直列に接続されたインバータ
２３，２４に接続している。入力２６，２７は、
図示のようにクリツプ２９によつて互いに接続さ
れ、この接続点は、直列のコンデンサ２１，２２
の接続点３０に接続する。
インバータ２３，２４からの出力３１，３２，
３３及び３４は、それぞれダイオード３５，３６
を介して熔接インダクタ３７，３８にそれぞれ直
列に接続する。インバータからのエネルギー流が
遮断されると直ちに、フリーホイール・ダイオー
ド３９，４０が、熔接電流を導通する。素子３
５，３７，３９と素子３６，３８，４０とで形成
される２つの出力回路は、互いに並列に接続する
と共に、電極４１及び被工作物４２にも接続す
る。
３３及び３４は、それぞれダイオード３５，３６
を介して熔接インダクタ３７，３８にそれぞれ直
列に接続する。インバータからのエネルギー流が
遮断されると直ちに、フリーホイール・ダイオー
ド３９，４０が、熔接電流を導通する。素子３
５，３７，３９と素子３６，３８，４０とで形成
される２つの出力回路は、互いに並列に接続する
と共に、電極４１及び被工作物４２にも接続す
る。
インバータ２３，２４は全く同じ構成でもよ
く、そこで、共通の構造であることを示すため各
インバータの構成回路部品に共通の参照番号を設
け、両インバータのうちの一方だけを以下に詳述
する。インバータ２３は、２つの並列回路を含む
非対称半ブリツジ・インバータの形態を取ること
ができる。ブリツジの辺は、ダイオード４３，４
４と、制御装置４５によつて制御可能なMOS電
界効果トランジスタのような半導体素子４６，４
７とを含む。
く、そこで、共通の構造であることを示すため各
インバータの構成回路部品に共通の参照番号を設
け、両インバータのうちの一方だけを以下に詳述
する。インバータ２３は、２つの並列回路を含む
非対称半ブリツジ・インバータの形態を取ること
ができる。ブリツジの辺は、ダイオード４３，４
４と、制御装置４５によつて制御可能なMOS電
界効果トランジスタのような半導体素子４６，４
７とを含む。
通常のバイポーラ・トランジスタと異なり、
MOS電界効果トランジスタ制御電流値は無視で
きる。MOS電界効果トランジスタはまた、正の
温度計数を示すから、温度上昇と共にその抵抗も
増大する。従つて、通常のトランジスタと異な
り、MOS電界効果トランジスタは個々の半導体
素子に電流を均等に配分するためには特殊な素子
または補助回路を必要とせずに、直接、並列回路
に接続することができる。また、温度係数が正で
あるから、電流サージは絶対に起こらない。とい
うのは、半導体を流れる電流に制御不能な増大が
現われると、MOS電界効果トランジスタの過負
荷域内に過負荷に起因する局部的な温度上昇が起
こるからである。その結果、この過負荷域の電流
が抵抗増大のため所要のレベルに低下する。
MOS電界効果トランジスタ制御電流値は無視で
きる。MOS電界効果トランジスタはまた、正の
温度計数を示すから、温度上昇と共にその抵抗も
増大する。従つて、通常のトランジスタと異な
り、MOS電界効果トランジスタは個々の半導体
素子に電流を均等に配分するためには特殊な素子
または補助回路を必要とせずに、直接、並列回路
に接続することができる。また、温度係数が正で
あるから、電流サージは絶対に起こらない。とい
うのは、半導体を流れる電流に制御不能な増大が
現われると、MOS電界効果トランジスタの過負
荷域内に過負荷に起因する局部的な温度上昇が起
こるからである。その結果、この過負荷域の電流
が抵抗増大のため所要のレベルに低下する。
バイポーラ・トランジスタでは半導体の局部的
過熱と共に電流が増大し得るから、この効果は、
バイポーラ・トランジスタが示す正常な特性とは
逆である。即ち、これはバイポーラ・トランジス
タの好ましくない特性の１つである。これに反
し、MOS電界効果トランジスタは、インバータ
における制御可能な接続素子として好ましい多く
の有益な特性を備えている。このような構成にお
けるMOS電界効果トランジスタの欠点は、絶縁
耐力が低いことである。現在、阻止電圧が約
800Vにも及ぶMOS電界効果トランジスタが市販
されているが、ここに述べるインバータのような
性能を必要とし上記のような定格が要求される高
い電流の場合、上記のような高い絶縁耐力を有す
るMOS電界効果トランジスタ装置は、コストが
高くつく。しかし、コスト面を考慮すれば、絶縁
耐力の低い、もつと安価なMOS電界効果トラン
ジスタを利用しなければならない。第２図に示す
本発明の実施例は、この条件を満たしている。第
２図では、１個のMOS電界効果トランジスタだ
けをダイオードと直列に接続してあるが、電流レ
ベルが高いことを考えると、多くの場合、複数の
MOS電界効果トランジスタを並列に接続したも
のが、原則として必要とされる。
過熱と共に電流が増大し得るから、この効果は、
バイポーラ・トランジスタが示す正常な特性とは
逆である。即ち、これはバイポーラ・トランジス
タの好ましくない特性の１つである。これに反
し、MOS電界効果トランジスタは、インバータ
における制御可能な接続素子として好ましい多く
の有益な特性を備えている。このような構成にお
けるMOS電界効果トランジスタの欠点は、絶縁
耐力が低いことである。現在、阻止電圧が約
800Vにも及ぶMOS電界効果トランジスタが市販
されているが、ここに述べるインバータのような
性能を必要とし上記のような定格が要求される高
い電流の場合、上記のような高い絶縁耐力を有す
るMOS電界効果トランジスタ装置は、コストが
高くつく。しかし、コスト面を考慮すれば、絶縁
耐力の低い、もつと安価なMOS電界効果トラン
ジスタを利用しなければならない。第２図に示す
本発明の実施例は、この条件を満たしている。第
２図では、１個のMOS電界効果トランジスタだ
けをダイオードと直列に接続してあるが、電流レ
ベルが高いことを考えると、多くの場合、複数の
MOS電界効果トランジスタを並列に接続したも
のが、原則として必要とされる。
第２の実施例では、変圧器４８の１次巻線４９
を、２個のMOS電界効果トランジスタ４６，４
７の間に接続する。変圧器４８の１次巻線４９の
一方の側と整流１７の出力２５，２９との間、及
び２９，２８との間に抵抗５１，５２を接続す
る。変圧器２８の２次巻線５０は、破線ブロツク
で示すインバータ２３，２４の出力３１，３２又
は３３，３４に直接接続する。各インバータ２
３，２４において直列接続された抵抗５１，５２
は、第１図に関連して述べた抵抗１０，１１と同
じ分圧機能を持つ。
を、２個のMOS電界効果トランジスタ４６，４
７の間に接続する。変圧器４８の１次巻線４９の
一方の側と整流１７の出力２５，２９との間、及
び２９，２８との間に抵抗５１，５２を接続す
る。変圧器２８の２次巻線５０は、破線ブロツク
で示すインバータ２３，２４の出力３１，３２又
は３３，３４に直接接続する。各インバータ２
３，２４において直列接続された抵抗５１，５２
は、第１図に関連して述べた抵抗１０，１１と同
じ分圧機能を持つ。
各インバータ２３，２４の入力２５，２９及び
２９，２８に供給される直流電圧は、抵抗値が全
く同じでもよいそれぞれ１対の抵抗５１，５２に
よつて、入力２５，２９及び２９，２８に現われ
る全く同じ２つの部分電圧に分圧される。接続点
２９，３０間の導体への入力電圧は、理論上は出
力１９，２０の電圧の1/2であるが、例えば、
MOS電界効果トランジスタ４６，４７に供給さ
れるパルス信号のパルス長の相違及びコンデンサ
２１，２２の充電電流のため、上記の値に対して
わずかながら偏差を生ずる。
２９，２８に供給される直流電圧は、抵抗値が全
く同じでもよいそれぞれ１対の抵抗５１，５２に
よつて、入力２５，２９及び２９，２８に現われ
る全く同じ２つの部分電圧に分圧される。接続点
２９，３０間の導体への入力電圧は、理論上は出
力１９，２０の電圧の1/2であるが、例えば、
MOS電界効果トランジスタ４６，４７に供給さ
れるパルス信号のパルス長の相違及びコンデンサ
２１，２２の充電電流のため、上記の値に対して
わずかながら偏差を生ずる。
従つてインバータ２３，２４内のMOS電界効
果トランジスタ４６，４７には、動作状態下に出
力２５，２９と、２９，２８との間に現われる直
流電圧の最大限1/2及び端子２９における電圧変
動に起因する小さい迫加電圧だけが作用する。故
障が発生すると、端子２９の電圧が規定値から大
きくずれ、その結果、いずれかのインバータ２
３，２４の電圧が異常に大きくなり、MOS電界
効果トランジスタが破損される。このような動作
状態の発生は、特別別のモニター回路を採用する
ことによつて防止することができる。
果トランジスタ４６，４７には、動作状態下に出
力２５，２９と、２９，２８との間に現われる直
流電圧の最大限1/2及び端子２９における電圧変
動に起因する小さい迫加電圧だけが作用する。故
障が発生すると、端子２９の電圧が規定値から大
きくずれ、その結果、いずれかのインバータ２
３，２４の電圧が異常に大きくなり、MOS電界
効果トランジスタが破損される。このような動作
状態の発生は、特別別のモニター回路を採用する
ことによつて防止することができる。
具体的に説明すると、第２図においてコンデン
サ２２の電圧はコンパレータ５３に供給される。
このコンパレータ５３において、コンデンサ電圧
は、調整装置５４によつて調整可能な電圧レベル
と比較される。コンデンサ２２の電圧と調整装置
５４から供給されるレベルとの電圧差が所定値を
超えると、コンパレータ５３が制御装置４５に信
号を伝達し、この信号に呼応して制御装置４５
は、制御ケーブル５５を介してインバータ２３，
２４内のMOS電界効果トランジスタ４６，４７
を不導通化する。これらのトランジスタを流れる
電流が阻止されると、電圧が４個のトランジスタ
４６，４７に均等に配分され、各トランジスタに
は、整流器出力１９，２０間の電圧の1/2だけが
印加される。
サ２２の電圧はコンパレータ５３に供給される。
このコンパレータ５３において、コンデンサ電圧
は、調整装置５４によつて調整可能な電圧レベル
と比較される。コンデンサ２２の電圧と調整装置
５４から供給されるレベルとの電圧差が所定値を
超えると、コンパレータ５３が制御装置４５に信
号を伝達し、この信号に呼応して制御装置４５
は、制御ケーブル５５を介してインバータ２３，
２４内のMOS電界効果トランジスタ４６，４７
を不導通化する。これらのトランジスタを流れる
電流が阻止されると、電圧が４個のトランジスタ
４６，４７に均等に配分され、各トランジスタに
は、整流器出力１９，２０間の電圧の1/2だけが
印加される。
無負荷電源を主要給電源に接続すると、端子１
９，２０間の整流された電圧は先ず、それぞれの
キヤパシタンスに反比例するコンデンサ２１，２
２の部分電圧を発生させる。市販のコンデンサ
は、規定の公称値とは著しく異なるキヤパシタン
ス値を示す。従つて、充分な時間と経費をかけて
コンデンサを電圧平滑化及び分圧用として正しく
適合させない限り、閉路の瞬間に部分電圧が大き
く変動する。しばらくすると、各インバータの抵
抗５１，５２の値によつて部分電圧値がほぼ限定
される。部分電圧の不均等な配分は、キヤヤパシ
タンスが小さい方のコンデンサと並列のMOS電
界効果トランジスタにとつて有害である。しか
し、コンデンサ２２の電圧がコンパレータ５３に
供給されるので、もし一方のコンデンサが破壊さ
れており、抵抗５１，５２の値が等しければ、
MOS電界効果トランジスタは不導通化し、一方
のMOS電界効果トランジスタの電圧は、理論上、
直流電圧の1/2以上となることはない。
９，２０間の整流された電圧は先ず、それぞれの
キヤパシタンスに反比例するコンデンサ２１，２
２の部分電圧を発生させる。市販のコンデンサ
は、規定の公称値とは著しく異なるキヤパシタン
ス値を示す。従つて、充分な時間と経費をかけて
コンデンサを電圧平滑化及び分圧用として正しく
適合させない限り、閉路の瞬間に部分電圧が大き
く変動する。しばらくすると、各インバータの抵
抗５１，５２の値によつて部分電圧値がほぼ限定
される。部分電圧の不均等な配分は、キヤヤパシ
タンスが小さい方のコンデンサと並列のMOS電
界効果トランジスタにとつて有害である。しか
し、コンデンサ２２の電圧がコンパレータ５３に
供給されるので、もし一方のコンデンサが破壊さ
れており、抵抗５１，５２の値が等しければ、
MOS電界効果トランジスタは不導通化し、一方
のMOS電界効果トランジスタの電圧は、理論上、
直流電圧の1/2以上となることはない。
コンデンサ２２の電圧が高すぎるかまたは低す
ぎると、MOS電界効果トランジスタが不導通化
される。コンデンサ２２の電圧が低すぎれば、コ
ンデンサ２１の電圧が高すぎることになる。端子
１９の電圧をコンパレータ５３の入力に接続し、
両コンデンサ５１，２２の電圧を所定の電圧レベ
ルと比較することも考えられる。
ぎると、MOS電界効果トランジスタが不導通化
される。コンデンサ２２の電圧が低すぎれば、コ
ンデンサ２１の電圧が高すぎることになる。端子
１９の電圧をコンパレータ５３の入力に接続し、
両コンデンサ５１，２２の電圧を所定の電圧レベ
ルと比較することも考えられる。
熔接電流を表わす電圧をモニターするために分
路５６を利用する。この電圧は、電極４１及び被
工作物４２に供給される熔接電圧と共に、ケーブ
ル５７，５８及び５９を介して、両インバータ２
３，２４に共通な制御装置４５に供給される。熔
接電流及び熔接電圧の基準値を調整するための調
整装置６０を制御装置４５に接続する。各インバ
ータ２３，２４に別々の制御装置を設けてもよ
い。
路５６を利用する。この電圧は、電極４１及び被
工作物４２に供給される熔接電圧と共に、ケーブ
ル５７，５８及び５９を介して、両インバータ２
３，２４に共通な制御装置４５に供給される。熔
接電流及び熔接電圧の基準値を調整するための調
整装置６０を制御装置４５に接続する。各インバ
ータ２３，２４に別々の制御装置を設けてもよ
い。
第２図に示す２個のインバータ２３，２４は、
制御装置４５の制御下にプツシユ／プル形パルス
変調インバータとして駆動される非対称半ブリツ
ジ・インバータの形態を取る。インバータ２３，
２４は、出力３１，３２及び３３，３４に交互に
規定の長さの電圧パルスを発生させる。インバー
タ２３，２４をこのように構成すれば、インバー
タ２３，２４を並列に、且つ電極４１及び被工作
物４２に接続する前に整流器３５，３６及び熔接
インダクタ３７，３８と直列接続する上で有利で
あることが実証された。
制御装置４５の制御下にプツシユ／プル形パルス
変調インバータとして駆動される非対称半ブリツ
ジ・インバータの形態を取る。インバータ２３，
２４は、出力３１，３２及び３３，３４に交互に
規定の長さの電圧パルスを発生させる。インバー
タ２３，２４をこのように構成すれば、インバー
タ２３，２４を並列に、且つ電極４１及び被工作
物４２に接続する前に整流器３５，３６及び熔接
インダクタ３７，３８と直列接続する上で有利で
あることが実証された。
以上、具体的な実施例との関連で本発明を説明
したが、ほかにも多くの変更が可能であることは
当業者の容易に理解するところであろう。従つ
て、本発明は、特許請求の範囲及びこれと等価の
記載事項によつてのみ制限される。
したが、ほかにも多くの変更が可能であることは
当業者の容易に理解するところであろう。従つ
て、本発明は、特許請求の範囲及びこれと等価の
記載事項によつてのみ制限される。
第１図は、本発明による電源の実施例を略示す
るブロツク・ダイヤグラムであり、第２図は、本
発明の他の実施例を略図する回路図である。 １……整流器、２……給電主母線、３……ケー
ブル、４，５……インバータ、６，７……ケーブ
ル、８，９……平滑コンデンサ、１０，１１……
抵抗、１２……接続点、１３，１４……整流器、
１５……電極、１６……被工作物、１７……３相
整流器、１８……三相交流主母線、１９，２０…
…出力、２１，２２……コンデンサ、２３，２４
……インバータ、２５，２６，２７，２８……入
力、２９……クリツプ、３０……接続点、３１，
３２，３３，３４……出力、３５，３６……ダイ
オード、３７，３８……熔接インダクタ、３９，
４０……フリーホイール・ダイオード、４１……
電極、４２……被工作物、４３，４４……ダイオ
ード、４５……制御装置、４６，４７……半導体
素子、４８……変圧器、４９……１次巻線、５０
……２次巻線、５３……コンパレータ、５４……
調整装置、５５……制御ケーブル、５６……分
路、６０……調整装置。
るブロツク・ダイヤグラムであり、第２図は、本
発明の他の実施例を略図する回路図である。 １……整流器、２……給電主母線、３……ケー
ブル、４，５……インバータ、６，７……ケーブ
ル、８，９……平滑コンデンサ、１０，１１……
抵抗、１２……接続点、１３，１４……整流器、
１５……電極、１６……被工作物、１７……３相
整流器、１８……三相交流主母線、１９，２０…
…出力、２１，２２……コンデンサ、２３，２４
……インバータ、２５，２６，２７，２８……入
力、２９……クリツプ、３０……接続点、３１，
３２，３３，３４……出力、３５，３６……ダイ
オード、３７，３８……熔接インダクタ、３９，
４０……フリーホイール・ダイオード、４１……
電極、４２……被工作物、４３，４４……ダイオ
ード、４５……制御装置、４６，４７……半導体
素子、４８……変圧器、４９……１次巻線、５０
……２次巻線、５３……コンパレータ、５４……
調整装置、５５……制御ケーブル、５６……分
路、６０……調整装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流主母線から直流出力を提供する整流装
置、この整流装置からの直流出力を整形するため
の平滑装置、及び前記整形された直流出力を前記
交流主電圧によつて提供される周波数よりもはる
かに高い周波数の交流電圧に変換するため平滑装
置に並列接続したインバータ装置を具備するアー
ク溶接用の電源であつて、 それぞれが少なくとも１個の半導体素子を含
み、前記インバータ装置を構成する複数の個別イ
ンバータと、 前記インバータ装置において前記複数の個別イ
ンバータのそれぞれを互いに直列接続する回路
と、 前記複数の個別インバータのそれぞれに含まれ
る前記少なくとも１個の半導体素子に接続し、半
導体素子の導電を制御する制御装置と、 前記複数の個別インバータのそれぞれに接続
し、前記複数の個別インバータのそれぞれへの入
力をその出力から電気的に分離する変圧器と、 直列に接続され、このように直列接続された１
対ずつを前記複数の個別インバータに含まれる１
対ずつの直列接続された個別インバータに並列に
接続され、前記平滑装置を形成する複数のコンデ
ンサと、 前記複数の個別インバータのそれぞれを熔接部
に接続する回路 とから成ることを特徴とするアーク熔接用電源。 ２ 前記平滑装置を形成する前記複数のコンデン
サのそれぞれに並列接続した複数の抵抗器を含む
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
アーク熔接用電源。 ３ 前記複数の抵抗器のそれぞれが、前記複数の
個別インバータの内のそれぞれ対応のインバータ
の一部を形成することを特徴とする特許請求の範
囲第２項に記載のアーク熔接用電源。 ４ 前記複数の個別インバータが、１対の全く同
じインバータから成り、この全く同じインバータ
のそれぞれが、前記個別インバータが前記変圧器
において前記接続回路を介して前記熔接部に並列
に供給される電圧パルスを形成するように、前記
制御装置によつて制御される前記少なくとも１個
の半導体素子を含むことを特徴とする特許請求の
範囲第１項、第２項または第３項に記載のアーク
熔接用電源。 ５ 前記接続回路が、直列に接続された整流器、
熔接インダクタ及び、前記複数の個別インバータ
のそれぞれと連携するフリーホイール・ダイオー
ドから成ることを特徴とする特許請求の範囲第３
項に記載のアーク熔接用電源。 ６ 前記複数の個別インバータのそれぞれに含ま
れる前記少なくとも１個の半導体素子が、MOS
電界効果トランジスタから成ることを特徴とする
特許請求の範囲第１項から第３項までのいずれ
か、または第５項に記載のアーク熔接用電源。 ７ 前記１対の全く同じインバータのうちの１個
のインバータの電圧を基準電圧と比較し、両者の
間に所定の差があればこれに呼応して出力信号を
発するコンパレータと、この出力信号を前記制御
装置に供給する装置とをも含み、この出力信号が
所定値であればこれに呼応して前記制御装置が前
記半導体素子の導通を阻止することを特徴とする
特許請求の範囲第３項に記載のアーク熔接用電
源。 ８ 前記基準電圧を変化させる調整装置をも含む
ことを特徴とする特許請求の範囲第７項に記載の
アーク熔接用電源。 ９ 前記接続回路が、直列に接続された整流器、
熔接インダクタ及び、前記複数の個別インバータ
のそれぞれと連携するフリーホイール・ダイオー
ドから成ることを特徴とする特許請求の範囲第８
項に記載のアーク熔接用電源。 １０ 前記複数の個別インバータのそれぞれに含
まれる前記少なくとも１個の半導体素子が、１対
のMOS電界効果トランジスタから成ることを特
徴とする特許請求の範囲第９項に記載のアーク熔
接用電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE8306550-8 | 1983-11-28 | ||
| SE8306550A SE438109B (sv) | 1983-11-28 | 1983-11-28 | Stromkella for ljusbagsvetsning |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60133978A JPS60133978A (ja) | 1985-07-17 |
| JPH0245952B2 true JPH0245952B2 (ja) | 1990-10-12 |
Family
ID=20353488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59248253A Granted JPS60133978A (ja) | 1983-11-28 | 1984-11-26 | アーク熔接用電源 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4564742A (ja) |
| EP (1) | EP0146513A3 (ja) |
| JP (1) | JPS60133978A (ja) |
| DK (1) | DK149664B (ja) |
| FI (1) | FI75513C (ja) |
| NO (1) | NO163395C (ja) |
| SE (1) | SE438109B (ja) |
Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPH10156536A (ja) * | 1996-11-29 | 1998-06-16 | Hitachi Seiko Ltd | アーク溶接用電源 |
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| DE3803447C1 (ja) * | 1988-02-05 | 1989-05-24 | B & V Beschichten Und Verbinden Gmbh, 6800 Mannheim, De | |
| DE3804387C1 (en) * | 1988-02-12 | 1989-08-24 | B & V Beschichten Und Verbinden Gmbh, 6800 Mannheim, De | Arc welding device having an extended drive range |
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-
1983
- 1983-11-28 SE SE8306550A patent/SE438109B/sv not_active IP Right Cessation
-
1984
- 1984-11-15 FI FI844488A patent/FI75513C/fi not_active IP Right Cessation
- 1984-11-19 US US06/672,720 patent/US4564742A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-11-22 DK DK555984A patent/DK149664B/da not_active Application Discontinuation
- 1984-11-26 EP EP84850364A patent/EP0146513A3/de not_active Withdrawn
- 1984-11-26 JP JP59248253A patent/JPS60133978A/ja active Granted
- 1984-11-27 NO NO844724A patent/NO163395C/no unknown
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|---|---|
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| EP0146513A2 (de) | 1985-06-26 |
| DK149664B (da) | 1986-09-01 |
| FI75513B (fi) | 1988-03-31 |
| NO163395B (no) | 1990-02-12 |
| JPS60133978A (ja) | 1985-07-17 |
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