JP2961146B2 - 制御化電源装置 - Google Patents

制御化電源装置

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    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P10/00—Technologies related to metal processing
    • Y02P10/25—Process efficiency

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は放電加熱システムに関し，具体的には制御化
電源装置に関する。
本発明は電気アーク炉，溶接装置，その他の同様の装
置において使用することができ，これらの装置で短絡動
作モードで使用される。
当該技術において，電気アーク炉の回路を構成する方
法には二つあることが知られている。一つの方法では，
電源は，制御トランスの一次巻線と直列に接続された制
御されていない又は制御されたリアクトルを用いるもの
である。このトランスの二次巻線はダイオード整流器に
接続され，そしてこのダイオード整流器は炉の電極に接
続される。
制御されないリアクトルを伴つたダイオード整流器を
用いたこのシステムは，力率が小さく，そして給電ネツ
トワークにおいてかなりの電圧の変動を生じる。
電極位置制御器は電気アークを同じ長さに維持するた
めに設計されたものであり，プロセス中に電力を制御す
るためにトランスの多くのステツプが使用される。
小電力または中電力の電力レンジのネツトワークにお
ける消費者のマイナスの影響を取り除くために，無効電
力のダイナミツク補償器が用いられている。しかしこれ
は 重量を増加させるとともに，電源装置全体の寸法を大き
くする。
従来技術としては，ブリツジ回路接続された無制限御
流器及び整合トランスを用いた交流直流インバータが知
られており，これは整合トランスの二次巻線が整流器ブ
リツジの一つの入力に直接接続されたタツプを有し，二
次巻線の最初と終わりはそれぞれコンデンサとコイルを
介して整流器ブリツジの残りの入力に接続されている。
このインバータは電気アークを生じさせるために提案さ
れたものであり，力率を向上させるとともに給電ネツト
ワークの電圧変動を低減することを可能とする。しかし
ながらこのインバータを周知の装置と共に，電極の位置
を制御するためにアーク源に使用すると，この装置は制
御化素子（例えば，ダイオード整流器を用いた電気アー
ク炉のための，もしくは交流で動作する炉のための）が
ないので，スイツチと数多くの制御ステツプを有するト
ランスが必要となる。このようなことは電源の動作上の
信頼性を低下させ，重量及び寸法を大きくなり，そして
プロセスを効率的に実行するために非条に重要である出
力電力の連続的な制御ができない。
更に，整流の際に高次の電流高調波が生じるので，こ
のインバータを低電力のネツトワークに使用することは
できない。このインバータは高電力の炉においても，ま
た低いアーク電圧の場合においてもほとんど使用できな
い。
制御化リアクトルの回路を用いると，トランスの制御
ステツプの数を削減できる。これはリアクトルの誘導性
リアクタンスを制御できるからである。しかしこのよう
にするには，リアクトルの設計を複雑にし，リアクトル
を制御する複雑なシステムを用いなければならない。こ
のシステムでリアクトルのロツドを再磁化するにはかな
りの時間を要するので，電気アーク炉の素早い電流変化
の補償は不十分であり，ネツトワークの電圧変動を十分
に抑えることはできない。加えてこのような電源装置は
力率が小さく，そして消費電流には高レベルの高調波が
含まれる。
従つて，上述の技術的解決策は広い実用的応用には適
さない。
従来技術において周知のものとして，サイリスタ整流
器を用いた電気アーク炉のための制御化電源装置があ
る。
この電源装置は制御化交流直流インバータ及びのアー
クを制御するための装置からなる。インバータはステツ
プ毎に制御されるトランスを有しており，その二次巻線
はサイリスタのブリツジに接続され，このサイリスタブ
リツジは高出力平滑コイルを介して炉の電極に直流電流
を供給する。
アーク電流を制御するための装置は，電流調節器でア
ーク電流を制御するための回路を有しており，この電流
調節器の入力にはプリセツトされた基準値と測定された
実際の直流アーク電流の値との差が供給される。電流調
節器の出力信号は，アーク電圧の測定された実際の値と
加算され，これがプリセツトされた電流値としてサイリ
スタ整流器へ供給される。アーク制御装置はまた電圧制
御回路を有しており，これには電極位置を制御して電極
と溶融槽との間の間隔を設定するためのユニツト，及び
入力にアーク電圧のプリセツト値と測定された値との差
が供給される電圧調節器が含まれる。電圧調節器の出力
信号は，電極の位置を制御するためにこの装置の入力に
供給される。電流及び電圧を制御するための回路及び制
御パルスをサイリスタに送るためのパルスシエイパー
は，電源装置内で複雑な制御システムを構成する。この
ような電源装置は概してサイリスタを制御するための特
別なシステムの存在によつて複雑化し，また重量が重
く，寸法が大きく，電源装置の設備電力が高いという特
徴がある。
サイリスタ整流器を備えた電源装置では，アークの電
力が技術的要求に合致するよう制御するのに必要な整流
電流を連続的に制御することが可能になり，また動作短
絡電流を含むアーク電流の変動を制限することができ
る。しかしながら応答が遅いため，サイリスタ整流器は
アーク電圧の素早い変化に従つて入力電圧を変えること
ができず，このため高出力平滑コイルが必要となる。
アークが頻繁に途切れるのを避けるためには，定格ア
ーク電圧を制御化整流器の無負荷電圧より少なくとも20
〜25％程度低くしなければならない。こうすると，これ
に対応してトランスの設備電力を増加させ，公称力率は
0.7〜0.8に低下する。
サイリスタ整流器は給電ネツトワークから消費される
電流の形状を歪ませ，これはネツトワークの電圧カーブ
の許容できない歪を生じさせ，給電ネツトワークの短絡
電力が不十分な場合はこのネツトワークの他の消費者の
動作を妨害することになる。
電流の高調波及び無効電力を防ぐためには，フイルタ
及び補償ユニツトが使用される。制御化整流器によつて
はネツトワークの電圧変動を十分補償できない場合に
は，電流の無効成分をダイナミツクに補償する必要があ
るが，これは電源装置のシステムを複雑化する。
従来技術として知られているものに，単一電極溶融槽
のための三相電源があり，これは一次巻線が電源ライン
に接続されたトランス，このトランスの二次巻線に接続
されたブリツジ回路からなる制御化サイリスタ整流器，
及びサイリスタ整流器の一つの出力に接続された直流回
路内のリアクトルを備えている。ここで溶融槽の電極は
サイリスタ整流器の他方の出力に接続されている。
無効成分の値は給電ネツトワークの電圧変動の結果で
あり，消費電流に比較的高い無効成分がある場合は，こ
の変動を十分に低減させることができない。
本発明の基本的な目的は，電源の電気回路を改良する
という単純な手段によつて，電源ラインにおける電圧変
動のレベルを低減でき，かつ電源電流における高調波の
量を低減できる制御化電源装置を提供することである。
この目的を達するため，制御される直流アーク炉用電
源装置が，少なくとも一つの整合トランス及び整流器を
持つ交流−直流変換器を含み，この整流器が，ブリツジ
回路を形成しかつ整合トランスに接続される整流手段を
含み，このブリツジ回路の直流対角点が，アーク炉にア
ークを発生する電極に接続される整流器出力端であり，
電極間の電圧を制御する回路が，測定コンバータ及び整
流された実際電圧を基準値と比較するコンパレータを持
ち，電極の位置を制御する装置の入力端が電極の位置を
変化するためコンパレータに接続されているものにおい
て，本発明によれば，変換器が単相交流−直流変換器と
して形成されて，第一の結節点で整合トランスと直列に
接続される２つの位相シフト回路を持ち，一方の位相シ
フト回路がコイルを含み，他方の位相シフト回路がコン
デンサを含み，各位相シフト回路が整流器の対応する入
力端に接続され，付加的な整流器が位相シフト回路の第
一の結節点に接続されている第二の結節点に接続され，
付加的な整流器が，電極に接続されている整流器の出力
端にこの整流器と同じ極性で接続されている。
なお交流−直流変換器を，以下交流直流（電圧）イン
バータと称する。
整合トランスは二つの二次巻線を有するものとし，第
一の位相シフト回路は整合トランスの第一の二次巻線及
びコイルによつて構成し，第二の位相シフト回路は整合
トランスの第一の二次巻線に接続された第二の二次巻線
及びコンデンサから構成するのが合理的である。この場
合，位相シフト回路の接続の結節点は前記のダイオード
の結節点に直接に接続する。
また，交流直流電圧インバータは第二の整合トランス
を有するものとし，その二次巻線を第一の位相シフト回
路に直列に接続し，同じ極性で第一の整合トランスの二
次巻線に接続し，第一の位相シフト回路は第一の整合ト
ランスの第一の二次巻線及びコイルを含み，第二の位相
シフト回路は第二の整合トランス及びこの第二の整合ト
ランスの二次巻線と直列に接続されたコンデンサを含む
ようにすると都合がよい。
更に，交流直流電圧インバータは第二の整合トランス
を有するものとし，その二次巻線は第一の整合トランス
の巻線と直列かつ同極性に接続し，第一の位相シフト回
路は第一の整合トランスの第一の二次巻線及びコイルを
含み，第二の位相シフト回路は第一の整合トランスの第
二の二次巻線，第二の整合トランス，及び第二の整合ト
ランスの第一の巻線と直列に接続したコンデンサを含
む，とするのが合理的である。
また，交流直流電圧インバータは第二の整合トランス
を有するものとし，その二次巻線は第一の整合トランス
の二次巻線と直列かつ同極性で接続し，第一の位相シフ
ト回路は第一の整合トランス及び第一の整合トランスの
一次巻線に直列に接続されたコイルを含み，第二の位相
シフト回路は第二の整合トランス及び第二の整合トラン
スの一次巻線に直列に接続されたコンデンサを含むよう
にすると都合が良いことが分かつた。
少なくとも一つの付加的な二次巻線を有する整合トラ
ンスを使用するときは，交流直流電圧インバータにも整
合トランスの付加的な二次巻線の数に対応する数の付加
的な位相シフト回路を持たせ，それぞれが整合トランス
の対応する二次巻線及びコイル又はコンデンサ，及び付
加的なダイオードを含むようにすることもでき，この場
合，それぞれの付加的な位相シフト回路は，全ての付加
的なダイオードに同じ極性で接続された一対の付加的な
ダイオードに対応する。
付加的なダイオードの結節点は，コイルからなる電流
増加率抑制回路を介して接続してもよい。
第二の位相シフト回路は少なくとも一つの付加的なコ
ンデンサを有しており，その一方の端子は自身の結節点
を有する二つのダイオードを介してダイオードに接続
し，またブリツジ回路整流器と同じ極性で整流器の出力
に接続し，そして全てのコンデンサの他方の端子は互い
に接続するようにするのが合理的であることが分かつ
た。
交流直流電圧インバータは少なくとも一つの付加的な
ブリツジ回路を有するものと，第一の位相シフト回路は
付加的なコンデンサを有しその数は付加的なブリツジ回
路の数に対応するものとし，それぞれの付加的なブリツ
ジ回路の一方の端子はメインのコンデンサの出力に接続
し，それぞれの付加的なブリツジ回路の他方の端子は対
応する付加的なブリツジ回路の交流ダイアゴナルに接続
し，第一の位相シフト回路は付加的なコイルを有するも
のとしてその数は付加的なブリツジ回路の数に対応さ
せ，各コイルは付加的なブリツジ回路の交流ダイアゴナ
ルに挿入するようにしてもよい。この場合，それぞれの
付加的なブリツジ回路は半導体ダイオードの周囲に構成
され，これらはメインのブリツジ回路のダイオードと同
じ極性で接続され，前記付加的なブリツジ回路は電極に
接続される。
制御化電源装置が三相の場合は，各相について少なく
とも一つの単相交流直流電圧インバータを持たせ，全て
の単相インバータを直流側で並列に接続して電極に接続
するのが望ましい。
付加的なコイルは電極と，各相の単相インバータの対
応する付加的なダイオードの出力との間に挿入すること
ができる。
各相の交流直流電圧インバータにおいて，コンデンサ
を有する位相シフト回路には整合トランスの異なる相に
二つの巻線を含ませ，互いを接続し，そして対応する位
相シフト回路のコンデンサに接続するようにするのが合
理的である。
整流器において並列に接続され異なる相のダイオード
からなる全てのダイオードの対が一つのダイオードに結
合するようにして，全ての相の直列接続された位相シフ
ト回路をデルタ回路に接続するか，又は，整流器におい
て並列に接続され異なる相のダイオードを含んでいる半
導体ダイオードからなる全てのグループを一つの整流器
に結合するようにして，すべての相の直列接続された位
相シフト回路を星形回路に接続するか，又は，並列接続
されメインの整流器回路のダイオード及び隣合う相のダ
イオードを含むダイオードのすべての対を一つの付加的
な整流器に結合するようにして，全ての相の直列接続さ
れた位相シフト回路を“スリツプデルタ”回路に接続す
ることができる。
インバータの各相において，コンデンサからなる位相
シフト回路の端部又はコイルからなる位相シフト回路の
端部は，付加的なコイル及び隣合う相の電流増加率を軽
減する電流増加率抑制回路の結節点に接続されており，
並列接続され整流器のダイオード及び隣合う相の付加的
なダイオードを含むダイオードの対は，一つの付加的な
整流器に結合されている。
提案された技術的解決方法によれば，単純な制御化電
源装置，例えば電気アーク炉のための電源装置を作るこ
とが可能となり，その特徴は，重量が軽く寸法が小さ
く，設計が簡単で，力率が高く，供給電流における高調
波の割合が少なく，そして電源ラインに生じる電圧変動
のレベルが小さいということである。
本発明は，いくつかの実施例について添付図面を参照
しながらなされる以下の詳細な説明から，よりよく理解
されるだろう。ここで， 図１は，本発明になる制御化電源装置の配線図， 図2a,b,cは，本発明になる電源装置で使用される交流
直流電圧インバータにおける各種の接続を示す図， 図３は，本発明になる，一次巻線の回路にコンデンサ
を有する同様のインバータを示す図， 図４は，本発明になる，一次巻線の回路にコンデンサ
及びコイルを有する同様のインバータを示す図， 図５は，それぞれのトランス上に容量性の位相シフト
回路を有する，本発明になる同様のインバータを示す
図， 図６は，本発明になる，二つ以上の位相シフト回路を
有する交流直流電圧インバータの別の実施例を示す図， 図７は，本発明になる，電流増加率抑制回路を有する
同様のインバータを示す図， 図８は，本発明になる，電流増加率抑制回路を有する
交流直流電圧インバータの更に別の実施例を示す図， 図９は，位相シフト回路に付加的なコンデンサを有し
ている，本発明になるインバータを示す図， 図10は，本発明になる，並列に接続された素子を有す
るインバータの実施例を示す図， 図11は，本発明になる，三相の制御化電源装置の回路
ダイアグラムを示す図， 図12は，電源装置において使用される，電流増加率抑
制回路を有する，本発明になる三相の交流直流電圧イン
バータを示す図， 図13は，直流回路に付加的なコイルを有する，本発明
になる三相の制御化電源装置の概略配線図， 図14は，電源装置において使用される，本発明になる
三相の交流直流電圧インバータの概略配線図であり，こ
こで容量性位相シフト回路はトランスの二つのそれぞれ
の相について二つの巻線を有している， 図15は，容量性位相シフト回路がトランスの二つのそ
れぞれの相のために二つの巻線を有している，本発明に
なる同様のインバータを示す図， 図16は，デルタ接続された位相シフト回路を有する，
本発明になる同様のインバータの概略配線図， 図17は，デルタ接続された位相シフト回路及び電流増
加率抑制回路を有する，本発明になる同様のインバータ
の概略配線図， 図18は，星形接続された位相シフト回路及び電流増加
率抑制回路を有する，本発明になる同様のインバータの
概略配線図， 図19は，“スリツプデルタ”形に接続された位相シフ
ト回路及び電流増加率抑制回路を有する，本発明になる
同様のインバータの概略配線図， 図20は，一つの相の位相シフト回路が別の相の付加的
な整流器に接続されている，本発明になる同様のインバ
ータの概略配線図， 図21は，位相シフト回路を星形に接続するためのスイ
ツチを有する，本発明になる同様のインバータの概略配
線図， 図22は，電極間の電圧に依存するインバータの動作モ
ード分布の概略図， 図23は，単相の電源装置の動作ベクトル図， 図24は，電流増加率抑制回路を有する単相の電源装置
の動作ベクトル図である。
電気アークを用いたプロセスのための制御化電源装置
は，電気アーク炉のための電源装置を例として議論する
（図１）。
電源装置は，交流直流電圧インバータ２及び電極4,5
間の電圧を制御するための回路３からなり，電極４と５
の間にアークが発生される。回路３は，負の入力７に供
給される実際の電圧を正の入力８へ供給される電圧のプ
リセツト値と比較するためのコンパレータ６を有してい
る。コンパレータ６の出力には電極４の位置を制御する
ための装置が接続されており，この装置には調節器９自
身の他に，電極４が取り付けられているブラケツト11を
介して電極４の位置を変化させる従属ユニツト10が含ま
れる。
コンパレータ６の入力７は，測定コンバータ12を通し
てインバータ２の出力へ接続されている。
インバータ２は単相装置として作られており，一次巻
線14及び連続して巻かれた二つの二次巻線15,16を含ん
だ整合トランス13,及びこのトランス13に接続されブリ
ツジ回路接続された半導体ダイオード18,19,20,21から
なる整流器17を含んでいる。整流器17の直流ダイアゴナ
ルはインバータ２の出力であり，これは電気アーク炉１
の電極4,5及び測定コンバータ12に接続されている。
インバータ２もまた直列に接続された二つの位相シフ
ト回路22,23及び，これらの位相シフト回路の結節点27
に接続された結節点26を有する二つの付加的な整流器2
4,25を有している。整流器24及び25は，電極4,5に接続
された半導体ダイオード20,21と同じ極性で整流器17の
出力に接続されている。
図１に示すように，第一の位相シフト回路22はコイル
28に接続された一つの二次巻線15を含んでおり，一方第
二の位相シフト回路23はコンデンサ29に接続されたもう
一つの二次巻線16を有しており，これらの位相シフト回
路の結節点27は直接付加的な整流器24及び25の結節点26
に接続されている。コイル28及びコンデンサ29の他方の
出力は整流器17の交流ダイアゴナルに接続されている。
図２には，位相シフト回路22及び23,及びこれらの結
節点27として可能な実施例を示しており，結節点27はコ
イル28及びコンデンサ29の端子の結節点27′（図2a）又
は回路22の二次巻線15とコンデンサ29の端子の結節点2
7″（図2b）又はコイル28及び回路23の二次巻線16の端
子の結節点27（図2c）とすることができる。
位相シフト回路22に接続されているブリツジ回路の整
流器18,19は，制御可能とすることもできる。（図2
a）。これにより電源装置の力率を制御することが可能
となり，単相又は三相の電源すべての実施例において用
いることができる。
位相シフト回路22及び23の他の実施例を考える。
低電圧の場合，コンデンサ29（図１）をトランス13の
二次巻線16の回路に挿入すべきではない。このコンデン
サ29の静電容量は電圧の二乗に反比例するという特徴が
ある。従つて，低い電圧ではコンデンサ29の静電容量，
寸法，及びコストが増加する。このようなことはコンデ
ンサ29を整合トランス13の一次側回路に接続することに
より避けることができる。
図３において，インバータ２は第二の整合トランス30
を有しており，これはコンデンサ29と共に位相シフト回
路23を構成している。この場合コンデンサ29はトランス
30の一次巻線31に直列に接続され，そしてこの直列回路
はトランス13の一次巻線14に並列に接続されている。ま
た，トランス13の二次巻線32の一方の端子は回路22と23
の結節点27に接続され，他方の端子は整流器17の交流ダ
イアゴナルにつながつている。
コイル28は，図４に示すようにトランス13の一次巻線
14に接続することもでき，その場合はこの同じトランス
13の二次巻線15の一方の端子を回路22と23の結節点27に
接続し，他方の端子を整流器17に接続する。
インバータ２をこのような設計とすることにより，コ
イル28を通つて流れる電流を低減でき，これにより高い
電気アーク電流及び低電圧での構成が単純化される。
トランス13の第二の二次巻線16は並列に，すなわちも
う一つのトランス30の二次巻線32（図５）と共に接続す
ることができる。このようにすると位相シフト回路22と
231の結節点27は，トランス13の巻線15及び16が接続さ
れる点となる。
コンデンサ29はトランス30の一次巻線31に直列に接続
され，そしてこの直列回路はトランス13の一次巻線14及
びネツトワークの電圧へと接続される。この場合，位相
シフト回路23′はトランス13の二次巻線16,第二のトラ
ンス30,そしてこのトランス30の一次巻線31に接続され
たコンデンサ29より構成される。
インバータ２をこのような設計とすることにより，コ
ンデンサ29にかかる電圧を電源電圧の約２倍にできる。
並列配線にコンデンサ29を有する回路（図3,4,5）に
おいて強磁性共鳴が生じる危険をなくすために，コンデ
ンサ29又はトランス30の二次巻線32を，アーク電流が突
然低下した場合にコンデンサ29を放電させる回路に並列
に接続しなければならない。
インバータ２には，複数の二次巻線15,16,33を有する
整合トランス13′（図６）を設けることもできる。この
ようなインバータ２では，位相シフト回路22,23,24の数
は二次巻線15,16,33の数と等しい。図を簡単にするため
図６では三つの位相シフト回路22,23,34がある場合を示
し，そのうち一つが最低一つのコンデンサ29を有し，別
の回路（22）はコイルを有し，そして残りの回路（34）
はコンデンサ又はコイル（この図では回路34にコイル35
を有する実施例を示す）を有している。
上記の二つの各位相シフト回路34は二つの付加的な整
流器36及び37を含んでおり，これらは整流器24及び25に
同一の極性で接続されている。これら整流器の結節点38
は位相シフト回路23と34の結節点39に接続されている。
位相シフト回路の結節点27は付加的な整流器24及び25
の結節点26に接続されているが，必ずしも図１〜６のよ
うに直接に接続されていなくてもよい。給電ネツトワー
クの短絡容量が十分でない場合は，この接続部分に電流
増加率を低減するための回路40（図７）を挿入するのが
望ましい。この回路は普通コイル41よりなる。このよう
にすれば，回路40は，位相シフト回路22及び23として前
に議論したどの実施例においても用いることができる。
例えば図１〜図６で，インバータには少なくとも一つの
電流増加率抑制回路42（図８）を設けることができ，こ
れはインバータ２が，トランス13の二次巻線45に接続さ
れたコンデンサ44を含む一つ以上の位相シフト回路（23
及び43）を有するときには必要となる。
それぞれの付加的な回路42はそれ自身のコイル46を含
んでおり，一方インバータ２はすべての付加的な位相シ
フト回路43に対して付加的な整流器36,37を有してい
る。
電源が十分な電力容量を持つていれば，コンデンサ29
（図１）は，いくつかのコンデンサを並列に接続したバ
ツテリーの形とすることができる。しかしながら並列に
接続するコンデンサの数は，安全の点から制限がある。
このような状況のもとでは，位相シフト回路23に複数の
コンデンサ29,47（図９）を含ませると都合のよいこと
が分かつた。この場合，それぞれの付加的なコンデンサ
47は，一方の端子が，整流器24,25と同じ極性で整流器1
7の出力に接続された付加的な整流器49と50との結節点4
8に接続される。コンデンサ47の他方の端子はメインの
コンデンサ29の対応する端子に結合される。
図10はインバータ２の更に別の実施例を示しており，
ここでは第一の位相シフト回路22は付加的なコイル51を
有し，第二の位相シフト回路23は付加的なコンデンサ47
を有している。この場合，付加的なコイル51及びコンデ
ンサ47の数は，図９に示す実施例と同様にして決定され
る。
与えられた実施例では，インバータ２は実際上並列に
動作する低電力素子（コイル28,51,コンデンサ29,47,整
流器17,53）から構成されているが，これは高電力給電
ネツトワークに対しては合理的なものである。
この実施例でインバータ２には，交流ダイアゴナルに
付加的なコイル51及びコンデンサ47を有する第二のブリ
ツジ回路53が設けられている。ブリツジ回路53は整流器
54,55,56,57からなり，これらはメインのブリツジ回路
の整流器18〜21と同じ極性で接続されている。ブリツジ
回路53はインバータ２の出力に接続されている。
制御化電源装置が三相である場合，これは各相に少な
くとも一つの交流直流単相インバータ58（図11）,59,60
を有しており，全てのインバータ58〜60は直流側に並列
に接続されており，そして電極4,5に接続されている。
整合トランス13は三相のユニツトで，各相についてそ
れぞれ一次巻線61,62,63を有している。ただし各相につ
いて個別のトランスを使用して，これらの巻線を三相ト
ランスの巻線と同様に接続することも可能である。
すべての単相トランス58〜60（図11）の整流器17（図
１）は単一の整流器17′に結合され，これは半導体ダイ
オード18〜21それぞれによつて各相に対して単一ブリツ
ジ回路の形で構成されている。
上記のようにして形成された三相インバータ２′は，
各相において二つの位相シフト回路22,23及びこれら位
相シフト回路に対応する二つの付加的な整流器24,25を
有している。このようにすると，すべての相の整流器2
4,25は共通のブリツジ回路の整流器18〜21と同じ極性で
接続され，そして整流器17′の出力に接続される。一対
の整流器24と25の結節点26は，対応する相の位相シフト
回路22と23の結節点27に接続されている。
図12は三相インバータ２′を構成する単相インバータ
を示しており，これらの各インバータは電流の増加率を
低下させるための回路40を有するとともに位相シフト回
路23及びコンデンサ29を含んでいる。
本発明の実施例として，各電極４（図13）及び５と付
加的な整流器24及び25の対応する出力の間に付加的なコ
イル64及び65をそれぞれ挿入することも可能であり，こ
うすることにより，コンデンサ29を有する位相シフト回
路23を含んだ三つの相すべての回路を流れる電流の増加
率を低減することができる。この場合は二つのコイル64
と65だけが必要となる。
図11〜13に示した各三相インバータは，上で述べたよ
うに，図１〜10に示したいずれかの単相インバータから
作ることができる。これらの三相インバータの各相はま
た直流側に並列接続したいくつかの単相インバータから
作ることができる。この場合，一つの相には図１〜10に
示したいずれかの単相インバータを並列に接続すること
が可能である。
三相電源装置では，コンデンサ29を有する位相シフト
回路23には，トランス13の異なる相に配置された巻線で
ある二つの巻線66（図14）及び67を設けることができ
る。この巻線55,67及びコンデンサ29は直列に接続され
て位相シフト回路23′を形成する。異なる相に巻線66,6
7を配置することにより，トランス13の二つの相の間の
位相シフト回路23′を通過するスイツチングの電流サー
ジを分散させ，また一次巻線61〜63及び電源ラインから
消費される電流における高次の高調波の振幅を減少させ
る。
この三相電源装置には，図13に示すよう電流の増加率
を抑制するために付加的なコイル64,65が接続されてい
る。
上記のように異なる相にコンデンサ20及び二つの巻線
66及び67を含んだ位相シフト回路23′を有する制御化電
源装置のための三相インバータ２′に，位相シフト回路
22及び23の結節点27と付加的な整流器24及び25の結節点
26との間に，三つの相すべてにおいて電流増加率を抑制
するための回路40（図15）を設けることもできる。回路
40のそれぞれはコイル41よりなる。
すべての相の直列接続された位相シフト回路22,23
は，図16に示すようにデルタ回路を構成する。このよう
にすると，コンデンサ29を含む第一の相の位相シフト回
路23の出力部分は，コイル28を含む第二の相の位相シフ
ト回路22′の出力部分又はコイル28を含む第三の相の位
相シフト回路22′の出力部分に接続され，一方，第二及
び第三の相の位相シフト回路23′及び23″の出力部分は
同様に第一の相の回路23の接続部分に接続される。この
ようにして形成された異なる相の位相シフト回路の結節
点68,69,70はデルタの各頂点となり，このような接続は
インバータの一つの相から他の相への電流経路を形成
し，この外部特性の変化を生じさせる。
すべての単相インバータの整流器17は，図11に示す形
にするか，又は半導体ダイオード72,73を用いた単一の
ブリツジ回路71の形の共通の整流器として結合すること
ができる。そして異なる相の位相シフト回路22,23の結
節点68,69,70は共通のブリツジ回路71の交流ダイアゴナ
ルである対応する入力に接続される。
このようにすると，第一の相の整流器18,19（図11）
及び第二の相の並列接続された整流器20,21（又は第三
の相の整流器20,21）は一対の整流器（72,73）に統合さ
れ（図16），残りの相の整流器18,19及び20,21も同様の
方法で統合される。インバータ２′（図11）における位
相シフト回路をデルタ形状に接続すると，整流器18,19
の整流器20,21との並列接続となる。
上記のように直列の位相シフト回路（22,23）がデル
タ形に接続された三相インバータ２′（図17）には，電
流増加率抑制回路40を設けることができる。
図18は全ての相の直列接続された位相シフト回路22,2
3が“星形”のネツトワークに接続された回路を示して
おり，この場合，インバータの無負荷電圧は３の平方根
のフアクターで増加し，一方，短絡電流の変化は僅かで
ある。コイル28を含む三つの相すべての位相シフト回路
22の端子（又はコンデンサ29を含む三つの相すべての位
相シフト回路23の端子）は一緒に接続され，“星形”の
結節点74を形成している。このように接続すると電源装
置の無負荷電流は増加する。この場合，全ての単相イン
バータの整流器17は図11のように直流側に並列に接続す
ることもでき，又は半導体ダイオード20,21（又は18,1
9）及び76,77を用いたブリツジ回路75の形からなる共通
整流器（図18）に構造的に統合される。この場合，三つ
の相すべての位相シフト回路23（又は22）の自由端は対
応する整流器20,21（又は18,19）に接続され，すべての
相の位相シフト回路22（又は23）の結節点74は整流器7
6,77に接続される。
図14は各相における三つの直列接続された位相シフト
回路22,23,23′を有するインバータ２を示す。これらの
回路は点74において星形に相互接続されている。
すべての相の直列接続された位相シフト回路22,23は
また，“ステツプデルタ形”回路（図19）にも接続する
ことができる。この場合，すべての相において一つの相
の位相シフト回路21の端部78（回路22の端部79）は，他
の相の位相シフト回路の結節点27に接続されている。こ
の場合，無負荷電圧は上昇し，並列の外部特性は変化す
る。
このシステムでは，コンデンサ29を有する第一の相の
位相シフト回路23の出力78（又はコイル28を有する位相
シフト回路22の出力79）は，第二の相の位相シフト回路
22,23の結節点27（又は第三の相の位相シフト回路22,23
の結節点27）に接続されており，一方，第二又は第三の
相の位相シフト回路23の出力（又は回路22の出力79）
は，第一の相における接続と同様にして位相シフト回路
の結節点27に接続されている。
三つの相のすべての整流器71を図11のように並列に直
流側に接続するか，又は三つすべての相において一つの
相の整流器17の整流器20,21（図19）（又は18,19）を第
二又は第三の相における付加的な整流器24,25と共に構
造的に統合して一対の付加的な整流器80,81とし，三つ
すべての相の整流器18,19（又は20,21）が共通のブリツ
ジ回路82を形成し，三つすべての相の位相シフト回路22
の出力79（又は位相シフト回路23の出力78）がこの共通
のブリツジ回路82の対応する入力に接続される。この入
力はこのブリツジ回路の直流ダイアゴナルである。
三つの相の単相の位相シフト回路22,23が“星形”又
は“スリツプデルタ形”に接続されている三相インバー
タ２′は，各相において電流増加率抑制回路40を有して
おり，これは一つの相の位相シフト回路22,23の結節点2
7を付加的な整流器24,25の結節点26に接続するか（図1
8），又は付加的な整流器80,81の対応する結節点88に接
続する（図19）。回路40それぞれはコイル41を有してい
る。
三相インバータ２（図20）は，各相において電流増加
率抑制回路40を有しており，このインバータでは，各相
においてコンデンサ29を含む位相シフト回路23の端部78
又はコイル22を含む位相シフト回路22の端部79は，付加
的な整流器80,81の結節点83及び他の相における電流増
加率抑制回路40に接続されている。このような接続は，
電流増加率抑制回路40にかかる負荷を減少させる（図19
の接続と比較して）。
異なる相の位相シフト回路のデルタ形，“星形",“ス
リツプデルタ形”での接続はすべての三相インバータに
おいて実現でき，これらは図１〜８及び図10のような単
相インバータを，上で説明したようにして直流側に並列
に接続することによつて構成される。
異なる相の位相シフト回路の間の接続はそのまま（図
16〜20）もしくはスイツチ84を介して（図21）なされ
る。スイツチ84を設けると，出力特性及びインバータ
２″の無負荷電流電圧を階段的に変化させることができ
る。
電気アーク炉のための制御化電源装置の動作は以下の
ようである。
動作の前にコンパレータ６に整流された電圧U8の現在
の値を供給する。この値はインバータの電流を流さない
ときの電圧Udoよりもいくぶん高い。この場合，コンパ
レータ６の出力には正の信号が生じ，炉１の電極４は上
限の位置まで持ち上げられる。同時に交流並列ラインか
らの電圧がインバータ２のトランス13へ供給される。炉
１の電極４が持ち上げられるときはインバータ２に負荷
はなく，リアクタンスを持つ素子（コイル28及びコンデ
ンサ29）で電圧降下はない。整流器17の出力には無負荷
電圧Udoが生じる。この無負荷電圧はトランス13の二次
巻線15及び16の両方の電圧の合計である。
並列回路を動作状態にすると，整流された電圧U8の現
在の値はコンパレータ６へ供給される。この電圧U8はイ
ンバータ２の無負荷電圧よりも低い。コンパレータ６の
出力には負の信号が生じ，これにより電極４は下へ移動
する。この移動は回路１が短絡されるまで続く。この場
合，インバータ２の出力電圧はほぼゼロまで低下し，そ
の結果コンパレータ６の出力には正の信号が生じ，電極
４は上への移動を開始する。このようにすると炉１内で
電気アークが電極４とチヤージとの間に生じ，このアー
クの長さは長くなり始める。炉の中の高電力のアーク
（大電流のレンジ）では，電圧はアークの長さにほぼ比
例し，電源装置の電流Idにはほとんど依存しない。
電極４が上向きに移動している間は，アークの長さ及
びアーク両端の電圧U1は増加する。インバータ２は負荷
の変化に反応するが，この負荷の変化はパラメトリツク
なアーク電圧の変化によつて，すなわち制御動作なしで
電流及び電圧の値を新たに設定することによつて示され
る。所定のアークの長さに対して必要な電圧U1は，アー
クと直列に接続されたコイル28及びコンデンサ29上の電
圧低下及び電流の位相の変化によつて自動的に得られ
る。電極４は，整流された電圧Udが整流された電圧U8の
プリセツト値に等しくなるまで上昇し，アークの長さも
長くなる。等しくなると，電圧調節器９の出力における
信号はゼロとなり電極４は停止する。そして位置４は，
チヤージが溶けるに従つて自動的に補正される。プリセ
ツト値U8を変化させると，新たな電圧が得られるまでア
ークの長さは変化する。
上記の制御は，プラズマの性質，電極位置調節回路，
及び電力回路のリアクタンス素子を有するインバータの
結び付きによつて可能となる。この構成では電気的な
量，すなわちアークの電圧，及び同時にインバータ出力
における電圧は，電極４の移動によつて機械的に制御さ
れる。インバータ２は，制御された整流器を必要としな
い。
アーク電圧U1は，短絡動作モードのゼロボルトからイ
ンバータ２の無負荷電圧Udoまで変化できるので，イン
バータ２の三つのそれぞれの動作モードを区別すること
ができる。第一のモードは高い負荷電流で短絡状態のも
とでの動作であり，第二のモードは定格条件又はこれに
近い状態での動作であり，そして第三のモードは低い負
荷電流又は無負荷電流に近い状態での動作である。図１
に示す回路による単相電源装置に対して分布Id＝ｆ
（Ud）を図22に示す。これら三つの動作モードは，構
成，シーケンス，及びインバータ２内での電流ループが
異なり，合計６ループとなる（図１）。
第一のループは“巻線15−コイル28−整流器18−炉１
−整流器25−巻線15",第二のループは“巻線16−コンデ
ンサ29−整流器20−炉１−整流器25−巻線16",第三のル
ープは“巻線16−コンデンサ29−整流器20−炉１−整流
器19−コイル28−巻線16",第四のループは“コイル28−
巻線15−整流器24−炉１−整流器19−コイル28",第五の
ループは“コンデンサ29−巻線16−整流器24−炉１−整
流器21−コンデンサ29",第六のループは“巻線15−コイ
ル28−整流器18−炉１−整流器21−コンデンサ29−巻線
16−巻線15"である。
第一及び第四のループでは炉は誘導制の位相シフト回
路23から供給され，第二及び第五のループでは炉は位相
シフト回路22から供給される。このようにすると，これ
らの回路の電源電圧は一つの二次巻線15又は16の電圧と
等しい。第三及び第六の回路では炉は，直列に接続され
た位相シフト回路22及び23から供給され，これらのルー
プにおける電源電圧は両二次巻線15及び16の電圧の合計
に等しい。これら三対のループにおいて一つのループ，
例えば第一のループは最初の半波にあり，次のループ，
例えば第四のループは次の半波にある。
インバータ２のモード１での動作（図22）は以下のよ
うになされる： モード１での動作中，第一及び第二の電流ループは第
一の半波で形成され，第四及び第五の電流ループは第二
の半波で形成される。第三及び第六のループは実際上存
在しない。整流器17の前の回路での第一のモードでの電
流及び電圧は，ほぼサイン波形となつている。この事実
より我々はベクトル図を用いることができる。このベク
トル図として低アーク電圧に対するものを示す（図2
3）。図23における電流，電圧，起電力の下付き添え字
は，図１における素子の参照符号に対応する。整流器の
入力における電圧はUr1,Ur2,Ur3として与えられてい
る。巻線15の漂遊場の等価な誘導性リアクタンスの両端
の電圧降下はUs15とし，巻線16の漂遊場の等価な誘導性
リアクタンスの両端の電圧降下はUs16で与えられる。こ
のベクトル図（図23）は位相シフト回路22と23の結節点
27を基準に描かれている。この場合トランス13の二次回
路から一次回路への伝達のプロセスにおいて，一つの巻
線16の電流及び電圧ベクトルはその向きを反転し，もう
一つの巻線（15）の電流及び電圧ベクトルはその向きを
変えない，一次巻線に対する二次巻線の電流I15及びI16
はＩ′15及びＩ′16で与えられる。これらの電流は大き
さが同じで，二次巻線15及び16の起電力ベクトルE15及
びE16に対して異なる方向に同じ角度で回転する。この
ようになるのは，例えば，二次巻線15及び16の電圧を等
しくし，位相シフト回路22,23における誘導性素子（コ
イル28,コンデンサ29）のリアクタンスを x2＝xc＋xs （１） という条件から選択したことによる。
ここでx2はコイル23の誘導性リアクタンス,xcはコン
デンサ29の容量性リアクタンス,xsはトランス13の漂遊
場の誘導性リアクタンスである。
電流Ｉ′15及びＩ′16を幾何学的に加算したものは，
電源電圧と同相の消費電流I14である。こうして，消費
電流I14の誘導性成分は第一の動作モードにおいて補償
される。位相シフト回路22,23の結節点27からは電流I22
及びI23を幾何学的に加算したものである電流Irが流
れ，そして第一の動作モードではこの電流は枝路の電流
（I22又はI23）よりも大きい。
モード１の特別な場合は短絡モードである。この場
合，整流器17の出力における電圧はその入力と同じくゼ
ロである。これは，コイル28の両端子が巻線25に接続さ
れ，コンデンサ29の両端子が巻線16に接続されたときの
状態と等価である（互いに短絡した各位相シフト回路2
2,23の始めと終わり）。トランス13の巻線15と16の電圧
は，電流を制限するリアクタンス素子（28及び29）の両
端の電圧によつてバランスされる。この場合，回路22及
び23における電流は，これらの枝路の結節点に対して実
際上同相である。これらの電流の合計すなわちIrは，回
路22と23のこの結節点から付加的な整流器24及び25へと
流れ，ここで整流され，それから炉１の短絡している電
極4,5へと流れる。従つて炉１の短絡電流は，位相シフ
ト回路22と23両方の電流を合計したレベルに制限され
る。回路22及び23のこの同じ電流は一次巻線14において
ほぼ逆相で加え合わされ，交流の本線からは，エネルギ
ー損失をカバーするのに小さな電流が流れるだけであ
る。短絡回路条件のもとではコイル28とコンデンサ29は
並列LC回路を形成し，ここでリアクタンス素子（28,2
9）の間でのエネルギー交換がトランス13の二次巻線15,
16を介して行われる。
モードIII（図22）におけるインバータ２は次のよう
に動作する： モードIIIの動作中は，第三の電流モードは一つの半
波にあり，第六の電流ループは二つ目の半波にある。位
相シフト回路22,23の結節点27から付加的な整流器24,25
へ流れる電流はない。コイル28及びコンデンサ29は直列
に接続され，これらのリアクタンスは上で与えられた条
件（１）から選択される。従つて直列LC回路が形成さ
れ，第一高調波に対するリアクタンス素子（28,29）上
の電圧降下を相互に補償し合う。炉１には整流器17を通
して巻線15,16上の電圧をほぼ算術的に加算したものが
供給される。この動作モードでは，直列接続された巻線
15及び16上の瞬間的な電圧がアーク電圧よりも大きいと
きに，電流は遮断され，それぞれの半波において現れ
る。この場合，高次の電流高調波及びある誘導分が発生
する。LC回路がいくらかの高次の高調波を抑えるので，
高次の高調波の割合は相対的には低い。
公称の動作モード85（図22）におけるアーク電力の安
定化の効果は次のように現れる： トランス13の二次巻線15及び16と連動して電流制限回
路22及び23を並列から直列接続へ又はこれとは反対に切
り換えると，トランス13の変圧比が変化する。巻線15及
び16が直列に接続されたモードIIIから，巻線15及び16
が並列に接続された短絡モードへの遷移の場合，変圧比
はほとんど２倍の大きさとなる。
電源電圧の各半波におけるモードIIでは，位相シフト
回路22及び23は並列接続から転換して戻り，直列接続の
存続時間に対する並列接続の存在の比率はアーク電圧に
依存して連続的に変化する。このことはトランス13の変
圧比が連続的に変化するのと等価である。
最大消費交流電流I14によつて定義される公称の動作
条件では（図22），炉１の電流I1は一方の二次巻線15
（16）の電流よりは幾分多く，炉１の電圧は二次巻線15
及び16両方の電圧の合計よりは幾分低く，このとき炉１
の入力電力（動作損失を考慮して）はこの動作モードで
はトランス13の電力の95〜96％に等しい。アーク電圧の
定格電圧Udnからの変動が小さければ，消費電流I14（図
22）はほとんど変化せず，炉１の電力も同様である。こ
れは，変圧比の変化によるアーク電圧の低下がアーク電
流の増加を生じるので，電流と電圧の積はほとんど変化
しないという耳実によるものである。動作中に生じるア
ーク電圧の変動は電力をほとんど変化させず，炉１は実
際上安定した最大入力電力を有している。
電源装置はアーク電力を制御することが可能である。
アーク電圧が公称電圧よりもかなり低下すると，消費
される交流電流I1（図22）及び炉１の入力電力は低下し
始める。このときは電極４の位置を変えることによつて
炉１が下のアーク電力を制御できる。例えば電極４が下
つたときは，アークの長さは短くなり電圧は低下し，イ
ンバータ２は，新しい電流値及び電圧値を設定すること
によつてこの動作に反応する。新しい設定値では電力が
小さくなるように，新しい電流値及び電圧値の積は古い
値の積よりも小さい。公称電力86の100〜60％の範囲
（図22）でこのような制御をすると，効率は実際上一定
に保たれる。制御レンジがこれより増加すると効率は低
下し始め，合理的な制御はできなくなる。力率は全制御
レンジにおいて高いままであり，消費される交流電流の
高次の高調波は最初に約30％増加し，それから低下し始
める。
制御のプロセスにおいてアークは短くされる。
制御プロセスの終わりにおいて電圧は公称値を２〜３
倍程度越え，電流は公称値を30〜50％越える。すなわち
電力の低下にはアーク電流の増加が伴う。従つてアーク
の長さは電力の低下に比例して短くなるのではなく，こ
れより高い割合で短くなる。このように電力が低下する
とより短いアークへ遷移する。短いアークでの動作は，
溶融プロセスのいくつかの段階では，炉１の内張りでの
アークの有害な効果を軽減するために合理的なものであ
る。
アークを短くする度合は，必要があれば大きくするこ
とができる。これは図６に示すインバータ２の電流制御
回路22,23,34を増やすことによつて可能である。一般的
な場合，誘導性回路（34）と容量性回路の両方を追加す
ることができる。回路22,23,34のパラメータは，第一に
短絡モードにおいては，コンデンサ29のリアクタンス電
力Qcの合計が，コイル28,35の無効電力QL及びトランス1
3の漂遊場のインダクタンスQSLの合計に等しくなるよう
に選択する。すなわち ΣQc＝ΣQL＋ΣQSL （２） 第二に，直列接続された位相シフト回路22,23,34すべ
ての合計のリアクタンスはゼロに近くなければならな
い。回路の数が増えても，電源装置の動作において特別
の変更はない。しかしながらこれらの回路が増加する
と，電流がないときの電圧又はインバータ２の短絡電流
が増加する。例えば，同じ電圧及びリアクタンスを持つ
た素子28,29,35の枝路に対して，電源装置の電流がない
ときの電圧Udoは， Udo＝nUbr （３） であり，電源装置位の短絡電流は， IdsnIsbr （４） である。
その結果位相シフト回路の電力Sbrは， ΣSbr＝nIsbrUbr （５） であり，その比率は， UdoIds/ΣSbrｎ （６） である。ここでｎは位相シフト回路22,23,34であり Udoは電源装置の無電流時の電圧， Idsは電源装置の短絡回路の電流 Ubrは単一の位相シフト回路22（又は23又は24）の公
称電圧， Isbrは単一の位相シフト回路22（又は23又は34）の短
絡電流， Sbrは単一の位相シフト回路22（又は23又は34）の合
計の電力である。
式（６）から，無電流時の電圧の積は回路22,23,34の
数にほぼ正比例して増加することは明かである。この効
果は，トランス13の二次巻線15,16,33が増加すると変圧
比の変化のレンジを広げ，巻線が並列接続から直列接続
へと切り換えられるという事実から説明される。
一つの相に三つの位相シフト回路を伴つた交流直流イ
ンバータを有する三相電源装置も，同様に動作する（図
14）。
インバータの主要な動作は，第二の動作モードで，電
流回路が半波ごとに４回切り換えられるときに行われ
る。電流回路の切り換えは電源素子での階段状の電圧変
化を生じさせ，これがこれらの素子を通つて流れる電流
のサイン形状を歪ませる。このためこの回路で消費され
る電流はサイン波形ではなく，公称動作条件の下でのこ
の電流の高調波は約15〜20％になる。
この電流回路のインダクタンスが低ければそれだけ電
圧のジヤンプが電流を歪ませる。最も小さいインダクタ
ンスはコンデンサ29を含んでいる第二及び第五の電流回
路である。
従つて図７に示されたインバータ２には，コイル41よ
りなる電流増加率抑制回路が設けられており，これは第
二及び第五の回路の素子の一つであつて全体のインダク
タンスを増加させ，そして給電ネツトワークより消費さ
れる電流における高次の高調波のレベルを２倍程度軽減
する。第一及び第二の動作モードでは，付加的なコイル
41上で第一の高調波からの電圧の低下が生じる。この電
圧U41（図24）のベクトルはトランス13の巻線15上の電
圧とほぼ等しい位相を有している。電圧U41は，整流器1
7の入力においてほぼ同様の作用をし，同様の電圧が16
において上昇する。従つて，付加的なコイルを用いる
と，リアクタンス素子であるコイル28,41及びコンデン
サ29上での無効電力の比が変化する。消費される電流の
無効分が補償されることを維持するために，トランス1
3,コイル28,41及びコンデンサ29のパラメータは，短絡
条件の下で無効電力が平衡するように，すなわちコンデ
ンサ29の無効電力がコイル28及び41及びトランス13の漂
遊場の無効電力の合計に等しくなるように選択する。こ
うすることにより無効電力は補償される。公称動作モー
ドでは，付加的なコイルを通る電流は，コンデンサ29及
びコイル28を通る電流よりも２倍程度小さい。従つて，
付加的なコイル41をコンデンサ29を有する回路23とコイ
ル28を有する回路22との結節点に接続すること，付加的
な整流器24及び25を通して炉の電極4,5に接続すること
が，付加的なコイルを位相シフト回路23内のコンデンサ
29と直列に接続するよりも望ましい。
付加的なコイル41はインバータ２の交流回路内にあり
（図７及び図８），又はコイル64（65）は直流回路２′
内にある（図14）。インバータ２′内の直流回路にコイ
ル64（65）を使用することによつて，三相電源において
積極的な利点が生じる。ここで三つ全ての相のコイルを
単一のコイル64,65に結合することが可能である。しか
しながら，付加的なコイル64,65を交流回路内に設ける
ことによる高次の高調波の抑制は，付加的なコイル41を
インバータ２の交流回路に設ける実施例（図7,図８）の
場合より幾分悪い。
位相の数を増加させるという周知の方法に加え，三相
電源装置における高次の高調波のレベルは，位相シフト
回路23内に二つの巻線66及び67を使用することによつて
も軽減することができる。この場合，これらの巻線66,6
7はトランス13の異なる位相に配置されている（図14,1
5）。この作用により，コンデンサ29を有する位相シフ
ト回路23内の供給電源の位相が，他の位相シフト回路22
における供給電源に対して約30％変化する。この場合，
一つの巻線16の代わりに位相シフト回路23を与えるトラ
ンス13の各相は，二つの巻線66,67を有している。一つ
の位相シフト回路23を通るスイツチング電流のジヤンプ
はトランス13の二つの相の間に分配され，これにより給
電ネツトワークから消費される電流中の高次の高調波の
振幅は低減される。
炉１の動作条件で，電源装置のトータルの電力が必要
ないときは，この電源装置は給電ネツトワークに対して
無効電力を生成するために使用することができる。この
目的のために，コイル28を有する位相シフト回路23内の
整流器18（図2a）及び19は制御化整流器として作られて
いる。（例えばサイリスタ18及び19）。サイリスタに制
御パルスが入らなければ，位相シフト回路22を通る電流
はなく，炉には位相シフト回路23を通して供給される。
この回路23内のコンデンサ29はトランス13の巻線16の電
流の位相を，この巻線16の電圧の位相に対して進ませ
る。このようにすると，無効電力はトランス13の巻線14
を通してネツトワークに供給され，この電力の最大値は
電源の定格電力の約30％に等しくなる。整流器18及び19
を開く角度を制御することによつて，制御された無効電
力は連続的に，実際上ゼロまで低減される。このような
無効電力生成のモードは，炉１の中のアークの長さにも
依存し，アークの長さが長くなれば無効電力の発生は減
少する。
一方，位相シフト回路22を通る電流が減少すると，炉
１に供給される有郊電力も減少する。従つて，有効電力
を最大にした状態，すなわち公称の動作モードでは，無
効電力の生成は不可能である。
無効電力の制御に加え，制御された整流器18及び19
は，有効電力の連続的な制御のレンジを広げる。整流器
18及び19が不導通とされ，電極位置を制御することによ
つて制御効率がほとんど低下しないとき，有効電力は公
称値の15〜20％に減少する。この場合，ネツトワークに
対して常に無効電力が生成されている。
各相に一つの単相インバータ58〜60を有している三相
電源装置において，これらの単相インバータ58〜60は直
流側に並列に接続されている。並列接続された単相イン
バータ58〜60の出力電圧は，これらの単相インバータ58
〜60が別々に動作しているときとほぼ同じであり，出力
電流はいずれかのインバータ58（59,60）の電流の約三
倍である。この電源装置の構成での単相インバータ58〜
60の動作のプロセスは，これらのインバータ58〜60が別
々とされている場合の動作と少し異なつている。
三相電源装置が各相において一つの単相インバータ58
〜60を有し直流回路に付加的なコイル64,65が設けられ
ていれば，コイル64,65に生じる電圧は三つの相すべて
の付加的な整流器24及び25に伝達される。従つて，一つ
の相の付加的な整流器24（又は25）を通つて流れる電流
の変化は，残りの相の付加的な整流器24（又は25）のス
イツチング条件を変化させる。これは，三相電源の構成
においる各単相インバータ58〜60の動作と，これら単相
インバータ２を別々にした場合（図１）の動作との間に
いくらかの違いを生じさせる。特に，付加的なコイル6
4,65は短絡動作モードでは，無効電力の平衡について実
際上何の影響もない。
形式的には各相に一つずつの単相インバータ58〜60を
有しているインバータ２′からなる三相電源装置（図1
1）において，異なる相のインバータ58〜60の位相シフ
ト回路22,23の直列回路がデルタ形（図1,17）又は星形
（図18）又はスリツプデルタ形（図19）に接続されてい
れば，例えば電流が流れない動作モードでは，回路22,2
3のリアクタンス素子上に電圧はない。インバータ２′
の無負荷電圧は，回路にリアクタンス素子がない場合と
同じになり，すなわちトランス13の巻線15,16のデルタ
接続又は星形接続又はスリツプデルタ接続に対応する。
短絡モードでは，いずれかの相の各位相シフト回路22,2
3の始めと終わりは，整流器17と炉１の短絡された電極
4,5を通してブリツジ接続される。従つて，短絡モード
における無効電力の補償の条件は，異なる相の位相シフ
ト回路22,23の間の接続がない場合と実際上同じくな
る。しかしながら，炉１の短絡電極4,5を通つて流れる
電流は，位相シフト回路22,23の電流の合計よりも小さ
くなる。これは，異なる相の位相シフト回路22,23の接
続点68,69,70（図16）又は74（図18）又は27（図19）の
点において，回路22（23）の電流の一部だけが整流器18
〜21及び炉１の電極4,5を通して通過し，この電流の残
りの部分は位相シフト回路22（23）を通して直接流れる
という事実による。このことは，炉の短絡電流が公称電
流よりも20〜30％程度だけ大きいデルタ回路（図16）に
おいてはつきりと見ることができる。
公称の動作条件又は電力制御レンジにおいて，電流は
インバータの一つの相から他の相へ，異なる相の回路2
2,23の結節点68,69,70（図16）又は74（図18）又は27
（図19）を通つて流れる。これらの各相間の電流は，特
に回路22,23の結節点における電流の位相の変化に依存
する。これらの位相変化の角度は，回路の特定の接続線
図に依存し，図16,17,18,19に示す接続によつてこれら
の角度は異なる。コンデンサ29を有する一つの相の位相
シフト回路22が他の相の位相シフト回路に接続されてい
るとき（図16,17,19），回路22,23の電流の間の位相シ
フトは負荷に依存して，すなわち炉１内のアークの長さ
に依存して変化する。普通の三相トランスではトランス
13の異なる位相の巻線15,16における電流の間の位相の
シフトは，任意の負荷で実際上一定であるということは
注目される。各相を接続した場合におけるこの差は，図
16,18,19のようなインバータを有する電源装置の出力特
性が互いに異なるほかに，すべての相のインバータ58〜
60の並列動作によつて生じる電源装置の特性とも異なる
という結果を生じる。図16,17に示した電源装置の出力
特性もまた，三相電源電圧の相のつながりに依存する。
相のつながりにおける変化は，公称電力を２倍以上，ま
た公称電圧をほぼ２倍程度変化させる。このような効果
によつて，単純な方法で一つの制御ステージを得ること
が可能となる。
この効果は，相のつながりの変化が，三相電源装置の
一定の位相シフト（120゜）及びリアクタンス素子の電
圧からの可変位相シフトの加算の条件を変えるという事
実に由来する。コンデンサ29を有する位相シフト回路23
が第一の相にあり，これに関連するコイル28を有する位
相シフト回路22が第二の相にあるとすれば，リアクタン
ス素子（28,29）の可変位相シフトは三相電源装置の一
定の位相シフトを低減する。これは相と相の間の電流を
減少させ，炉１の整流器72,73を通つて流れる電流を増
加させる。反対にコイル28を有する位相シフト回路22が
第一の相にあり，これに関連するコンデンサ29を有する
位相シフト回路23が第二の相にあるとすれば，可変位相
シフトは一定の位相を増加させる。この作用は相と相の
間の電流を増加させる。これは，合計のシフトが180゜
の場合，この電流及び整流器72,73を通る電流が最大と
なるからである。
より強力な電源に対しては，高い電流及び電力に対す
る素子を実現するのはしばしば困難である。例えば直接
多くのコンデンサを並列接続するのは安全の点から制限
があるとか，非常に高い電流のための整流器は入手でき
ない，などといつたことである。
このような場合電源装置は，並列に動作する比較的低
電力のユニツトから組み立てられる。これらのユニツト
は図８及び図９に示すようにリアクタンス素子（コンデ
ンサ及びコイル）からなり，これらの図には整流器，リ
アクトル，コンデンサバツテリーに直接接続されたコン
デンサの数が少なくなつていることが示されている。
並列に接続された比較的低電力の素子から構成された
インバータ２（図９及び図10）は，電源装置の動作にお
いて本質的な違いは生じない。それぞれのコンデンサバ
ツテリー29,47に流れる電流はこれらのバツテリーの容
量に正比例して分散され，それぞれのコイル28,51に流
れる電流はこれらのコイルのインダクタンスに反比例し
て分散される。
ある場合，例えば電気アーク溶接のような場合には，
電源電圧は100V以下でなければならない。この電源回路
では整合トランス13の二次回路にあるコンデンサ29には
低い電圧が加わる。このコンデンサ29の容量は電圧の二
乗に反比例する。従つて，低い電圧はコンデンサ29の容
量，寸法を大きくし，コストを上げる。もしもコンデン
サ29を図３又は図４に示す回路のように整合トランス13
の一次巻線14の回路に挿入すれば，このようなことを回
避することができる。この場合，コンデンサ29の動作電
圧はほぼ電源電圧に等しく，二番目の場合には電圧はこ
の場合のほぼ二倍となる。
図3,4,5に示すようにコンデンサ29又はコイル28をト
ランス13及び30の一次巻線に設けたインバータを有する
電源装置の実施例は，コンデンサ29及びコイル30をトラ
ンス13の二次回路に設けた実施例（図1,図２）とほとん
ど同じ出力特性を示す。この事実によつて，電気アーク
の動作モードでは電極４と５の間には実際上電流は流れ
ない。これらの実施例の間の違いは，整流器17及び付加
的な整流器24,25の動作プロセスにおいても実際上な
い。
トランス30（図３）及び一次巻線31におけるコンデン
サ29,及び上記の事実によつて，巻線31の電圧に変化が
生じる。無負荷モードでは，トランス30を磁化するため
の小さい電流はコンデンサ29を通つて流れ，これにより
巻線31の電圧をネツトワーク電圧よりも上昇させる。電
源装置の短絡モードでは，トランス30の両方の巻線の電
圧はゼロに近い。従つてトランス30上及びその磁気回路
内での誘導による電圧は，ゼロから定格値までレンジで
アーク電流に依存して変化する。
図５に示した電源装置の実施例は，位相シフト回路23
が同極性で直列接続されたトランス30の二次巻線32及び
トランス10の一次巻線16を有しているが，この実施例の
動作は，短絡モードにおいてはトランス30の巻線32が整
流器17,付加的な整流器24,25,短絡した電極4,5を通して
並列にトランス13の巻線16に接続されるという点で，図
３に示した実施例と本質的に異なつている。このように
すると，トランス30における巻線32は一次巻線の役割を
果たし，巻線31は二次巻線の役割を果たす。この場合，
巻線31の位相はネツトワーク電圧の位相とは約180゜異
なる。コンデンサ29には，ほぼ巻線31の電圧と電源電圧
の合計が加わる。アーク電圧が変化すると，相対的に小
さい制限の範囲でトランス30上の電圧振幅に変化を生じ
させ，この電圧の位相は約180゜変化する。
図3,4,5に示すインバータにおける電極4,5の間のアー
クの電流の大きな低下によつて生じるコンデンサ29上の
電圧の直流成分は，トランス30の磁気回路を飽和させ，
コンデンサ29とトランス30との間の強磁性振動を生じさ
せる。このような望ましくない現象を防ぐために，コン
デンサ29及びトランス30の巻線32を回路と並列に設けな
ければならない。こうすると，アーク電流が大幅に低下
したときにコンデンサ29は放電し，このコンデンサ29の
電界に蓄積された充電エネルギーが消滅する。このよう
な回路は，例えば直列接続した飽和リアクトル及び抵
抗，又は直列接続したコントロール整流器及び抵抗から
構成することができる。
トランス13の一次回路にコイル28を挿入すると（図
４），トランス13の電圧はほぼゼロからネツトワーク電
圧までのレンジで変化するが，鉄共振が生じる危険はな
い。
前述したように，説明した制御化電源によれば，より
簡単な方法で，ネツトワークから消費される電流の中の
高次の高調波レベルを低減することが可能となる。これ
は電源ネツトワークへの電源装置のマイナスの効果を軽
減する。
消費電流の中の高次の高調波が低減されるのは，第一
に，電源装置が位相制御素子，例えば制御化リアクトル
やサイリスタなどを有していないことによる。位相制御
をすると，半波の最初にはネツトワーク電流がなく，あ
る瞬間，例えば半周期の中間においてリアクトルのコア
の金属が制御電流で飽和され，又はコントロールパルス
がサイリスタへ送られ，そしてネツトワーク電流が負荷
抵抗によつて決まる値まで急激に増加することが知られ
ている。こうなると電流のサイン波形は歪む。提案した
電源装置には制御化素子はないので，このような歪は生
じない。一方，サイン波の歪は制御されない整流器のブ
リツジ回路においても生じ，これは電流ループのスイツ
チングでいくつかの整流器を導通させその他の整流器を
非導通にするという自然なプロセスを行う。スイツチン
グのプロセスは回路素子の電圧を階段状に変化させ，こ
のためこれらの素子を通る電流のサイン波形は歪む。電
圧のジヤンプは，この電流回路のインダクタンスが小さ
いほど電流を大きく歪ませる。コンデンサバツテリー及
びトランスの二次巻線のタツプを通る電流ループは最小
のインダクタンスである。トランスのタツプ回路におけ
る付加的なコイルはこれらのループのインダクタンスを
増大させることができ，これによつて消費電流における
高次の高調波のレベルを軽減する。すべての動作条件の
もとで消費電流において得られる高次の高調波レベル
は，インバータの相の数を増加させないで公称電流の６
〜８％を，またインバータの相の数を12に増やすと２〜
３％を越えることはなく，これに対してサイリスタ，整
流器における高調波のレベルはそれぞれ20〜25％及び10
〜15％である。
ネツトワークにおける電圧変動の低減及び高次の高調
波が低いレベルであることによつて，提案した電源装置
はネツトワーク内に高価なダイナミツク補償器及びフイ
ルタなしで動作することができ，そのときネツトワーク
の短絡電力は電源電力のわずか12〜15倍である。必要と
される短絡電力が３〜４分の一程度に低下することで，
ネツトワークの数は大幅に増加し，そこではダイナミツ
ク補償は必要ない。ダイナミツク補償器を有する従来技
術の電源装置のコストは，この補償器がないものより約
50〜60％高い。提案した電源装置をダイナミツク補償器
を有する従来のサイリスタ電源の代わりに用いると，装
置のコストは2.2倍低下する。
ネツトワーク上のマイナスの効果の低減は，コンデン
サバツテリー及びリアクトルの電流の無効分の相互の補
償によつて電圧の揺らぎが低下する，というふうにも表
現でき，無負荷電流から短絡電流までの全動作レンジに
おいて，提案した電源装置の消費電流の無効分は相対的
に小さい。無効分の最大値は公称モードの無効分の20〜
40％に等しい。短絡領域における従来技術の整流器では
無効分は実際上トータルの電流に等しく，公称モードの
有効分の100〜120％に達する。従つて，提案した電源装
置における電圧の揺らぎは３〜４分の１に低減する。
提案した電源装置は従来のサイリスタ電源装置よりも
高い効果を有している。この効率が向上したのは，トラ
ンス及びリアクトルにおける電力損失を軽減したこと，
またサイリスタをダイオードに置き換えたことによる。
従来技術の電源装置におけるトランスの効率は提案し
た電源装置にほぼ等しい。一方，提案した装置ではトラ
ンスの電力及び損失は２倍程度低い。
提案した装置におけるリアクトルの設備電力が高いこ
とにより，これらのリアクトルの電力のトータルの損失
は同程度だけ低い。
従来技術の電源装置では負荷電流は整流器ブリツジの
直列接続した二つのサイリスタを通つて流れるが，提案
した装置ではこの電流は直列接続した二つのダイオード
を流れる。サイリスタでの電圧降下はダイオードの電圧
降下の約２倍なので，サイリスタの整流器ブリツジにお
ける電力損失はダイオードブリツジにおける損失の約２
倍である。
結果として，提案した電源装置における損失の合計は
従来技術の装置における損失の約60％となる。70MWの電
力での提案した電源装置の効率は約0.98であり，これは
従来のサイリスタによる電源装置におけるよりも約1.5
〜２％高い。
提案した電源装置はアークの高い安定性に特徴がある
が，これは無負荷電圧が公称電圧を30〜40％越えるから
である。これは従来技術のサイリスタの電源装置よりも
1.5〜２倍高い。
電圧が高いことでアークの遮断の回数は減少する。
更に提案した電源装置によれば，制御された整流器や
階段状のスイツチングなしで，炉の入力電力を公称電力
の65〜100％のレンジで連続的に制御可能である。これ
により，制御によつて力率が実際上低下せず，高次の高
調波のレベルは上昇せず，また効率も低下しない。
提案した電源装置に制御化される整流器を設けると，
ステツのない電力制御の下限は公称の15〜20％に低下す
る。この場合，制御はネツトワークからの無効電力の消
費とは結び付いておらず，反対にネツトワークに対して
無効電力が生じる。電力調節中の高次の高調波の増加及
び効率の低下は，従来の電源装置よりもずつと小さい。
デルタ接続した位相シフト回路を有する三相電源装置
の場合，電源電圧の相のつながりを変えることによつ
て,1ステツプの電力調節が得られる。
第二の動作モードでは，インバータは以下のように動
作する： 第二のモードでは，それぞれの半波は異なる電流ルー
プに四つのインターバルに分割される。第一のインター
バルは第二及び第一又は第五及び第六のループが，第二
のインターバルでは第二及び第三又は第四及び第六のル
ープが，第三のインターバルでは第三及び第六のループ
が，第四のインターバルでは第三及び第四又は第六及び
第一のループが，第一又は第二の半波に対してそれぞれ
形成される。第一のインターバルは電源装置の電圧がゼ
ロを通過するときに得られる。電源装置の電圧の一つの
半波での電流ループのつながりのこのような順番で，位
相シフト回路22及び23は並列接続から直列接続に，又は
この反対に切り換えられる。このようにすると，供給電
圧がゼロを通過する遷移の領域では並列接続が存在し，
この電圧が最大となる領域では直列接続が存在する。
回路22及び23に設けられたコンデンサ29及びコイル28
もまた，並列接続から直列接続へ，またこの反対に切り
換えられる。いずれの接続においても，コンデンサ29及
びコイル28上の無効電力は互いに補償し合う。従つて，
第二の動作モードでも消費される交流電流における無効
分は相対的に小さい。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−188474（ＪＰ，Ａ) 実開 昭50−88531（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) B23K 9/073

Claims (16)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】制御される直流アーク炉用電源装置が，少
    なくとも一つの整合トランス（13）及び整流器（17）を
    持つ交流−直流変換器（２）を含み，この整流器（17）
    が，ブリツジ回路を形成しかつ整合トランス（13）に接
    続される整流手段（18〜21）を含み，このブリツジ回路
    の直流対角点が，アーク炉にアークを発生する電極（4,
    5）に接続される整流器出力端であり，電極（4,5）間の
    電圧を制御する回路（３）が，測定コンバータ（12）及
    び整流された実際電圧を基準値と比較するコンパレータ
    （６）を持ち，電極（４）の位置を制御する装置（10）
    の入力端が電極（４）の位置を変化するためコンパレー
    タ（６）に接続されているものにおいて，変換器が単相
    交流−直流変換器（２）として形成されて，第一の結節
    点（27）で整合トランス（13）と直列に接続される２つ
    の位相シフト回路（22,23）を持ち，一方の位相シフト
    回路（22）がコイル（28）を含み，他方の位相シフト回
    路（23）がコンデンサ（29）を含み，各位相シフト回路
    （22,23）が整流器（17）の対応する入力端に接続さ
    れ，付加的な整流器（24,25）が位相シフト回路（22,2
    3）の第一の結節点（27）に接続されている第二の結節
    点（26）に接続され，付加的な整流器（24,25）が，電
    極（4,5）に接続されている整流器（17）の出力端にこ
    の整流器（17）と同じ極性で接続されていることを特徴
    とする，制御化電源装置。
  2. 【請求項２】整合トランス（13）は二つの二次巻線（1
    5,16）を有し，第一の位相シフト回路（22）は整合トラ
    ンス（13）の第一の二次巻線（15）及びコイル（28）に
    よつて形成され，一方第二の位相シフト回路（23）は整
    合トランス（13）の第一の二次巻線（15）に接続される
    第二の二次巻線（16）及びコンデンサ（29）によつて形
    成され，位相シフト回路（22,23）の第一の結節点（2
    7）は付加的な整流器（24,25）の第二の結節点（26）に
    直接に接続されていることを特徴とする，請求項１に記
    載の制御化電源装置。
  3. 【請求項３】交流−直流変換器（２）は整合トランス
    （以下第一の整合トランスという）（13）のほかに第二
    の整合トランス（30）を有し，この第二の整合トランス
    の二次巻線（32）は第一の位相シフト回路（22）に直列
    に接続され，かつ第一の整合トランス（13）の二次巻線
    （15）とともにスイツチングされ，第一の位相シフト回
    路（22）は第一の整合トランス（13）の二次巻線（15）
    及びコイル（28）を含み，第二の位相シフト回路（23）
    は第二の整合トランス（30）及び第二の整合トランス
    （30）の一次巻線（31）と直列に接続されるコンデンサ
    （29）を含んでいることを特徴とする，請求項１に記載
    の制御化電源装置。
  4. 【請求項４】交流−直流変換器（２）は第二の整合トラ
    ンス（30）を有し，この第二の整合トランスの二次巻線
    （32）は直列に第一の整合トランス（13）の二次巻線
    （15）に接続され，第一の位相シフト回路（22）は第一
    の整合トランス（13）及び第一の整合トランス（13）の
    一次巻線（14）と直列に接続されるコイル（28）を含
    み，第二の位相シフト回路（23）は第二の整合トランス
    （30）及び第二の整合トランス（30）の一次巻線（31）
    と直列に接続されるコンデンサ（29）を含んでいること
    を特徴とする，請求項１に記載の制御化電源装置。
  5. 【請求項５】交流−直流変換器（２）は第二の整合トラ
    ンス（30）を有し，この第二の整合トランスの二次巻線
    （32）は直列に第一の整合トランス（13）の第二の二次
    巻線（16）に接続され，第一の位相シフト回路（22）は
    第一の整合トランス（13）の第一の二次巻線（15）及び
    コイル（28）を含み，第二の位相シフト回路（23）は第
    一の整合トランス（13）の第二の二次巻線（16），第二
    の整合トランス（30），及び第二の整合トランス（30）
    の一次巻線（31）と直列に接続されるコンデンサ（29）
    を含んでいることを特徴とする，請求項１又は４に記載
    の制御化電源装置。
  6. 【請求項６】交流−直流変換器（２）は少なくとも一つ
    の付加的な二次巻線（33）を有する整合トランス（1
    3′）を有し，かつ整合トランス（13′）の付加的な二
    次巻線（33）の数に対応する数の付加的な位相シフト回
    路（34）を含み，位相シフト回路（34）はトランス（1
    3′）の対応する二次巻線（33）及びコイル（35）又は
    コンデンサ（29）を含み，交流−直流変換器（２）は更
    に少なくとも一対の付加的な整流器（36,37）を含み，
    この一対の付加的な整流器（36,37）に対応する付加的
    な位相シフト回路（34）は，すべての付加的な整流器
    （24,25）に同じ極性で接続されていることを特徴とす
    る，請求項１又は２に記載の制御化電源装置。
  7. 【請求項７】制御される直流アーク炉用三相電源装置
    が，少なくとも一つの三相整合トランス（13）及び整流
    器（17′）を持つ三相交流−直流変換器（２′）を含
    み，この整流器（17）が，ブリツジ回路を形成しかつ三
    相整合トランス（13）に接続される整流手段（18〜21）
    を含み，このブリツジ回路の直流対角点が，アーク炉に
    アークを発生する電極（4,5）に接続される整流器出力
    端であり，電極（4,5）間の電圧を制御する回路（３）
    が，測定コンバータ（12）及び整流された実際電圧を基
    準値と比較するコンパレータ（６）を持ち，電極（４）
    の位置を制御する装置（10）の入力端が，電極（４）の
    位置を変化するためコンパレータ（６）に接続されてい
    るものにおいて，交流−直流変換器（２′）が，各相
    に，第一の結節点（27）で直列にかつ整合トランス（1
    3）に接続される２つの位相シフト回路（22,23）を持
    ち，各相において，一方の位相シフト回路（22）がコイ
    ル（28）を含み，他方の位相シフト回路（23）がコンデ
    ンサ（29）を含み，各位相シフト回路（22,23）が整流
    器（17）の対応する入力端に接続され，各相が，対応す
    る相の位相シフト回路（22,23）の第一の結節点（27）
    に接続される第二の結節点（26）を持つ付加的な整流器
    （24,25）を含み，付加的な整流器（24,25）が，電極
    （4,5）に接続されている整流器（17′）の出力端にこ
    の整流器（17′）と同じ極性で接続されていることを特
    徴とする，制御化三相電源装置。
  8. 【請求項８】三相整合トランス（13）は各相に二つの二
    次巻線（15,16）を持ち，各相において第一の位相シフ
    ト回路（22）は同じ相の第一の二次巻線（15）によつて
    形成され，一方第二の位相シフト回路（23）は同じ相の
    第二の二次巻線（16）及びコイル（29）によつて形成さ
    れ，位相シフト回路（22,23）の各第一の結節点（27）
    は，対応する相の付加的な整流器（24,25）の第二の結
    節点（26）に接続されていることを特徴とする，請求項
    ７に記載の制御化三相電源装置。
  9. 【請求項９】交流−直流変換器（２）は単相交流−直流
    変換器（２）として形成され，かつ三相電源から給電さ
    れ，少なくとも一つの変換器（２）は各相から給電さ
    れ，すべての変換器（２）は直流側で並列にスイツチン
    グされ，かつ電極（4,5）に接続されていることを特徴
    とする，請求項１ないし６のいずれか１つ又は請求項７
    又は８に記載の制御化電源装置。
  10. 【請求項１０】付加的な整流器（24,25）の第二の結節
    点（26）と位相シフト回路（22,23）の第一の結節点（2
    7）との接続は，コイル（41）を含む電流増加率抑制回
    路（40）を介してなされることを特徴とする，請求項１
    ないし９のいずれか１つに記載の制御化電源装置。
  11. 【請求項１１】第二の位相シフト回路（23）は少なくと
    も一つのコンデンサ（47）を有しており，その一方の端
    子は，結節点（48）を有しかつブリツジ回路の整流器
    （18〜21）と同じ極性の整流器の出力端に接続される二
    つの整流器（49,50）を介して整流器（17）に接続され
    ており，第二の位相シフト回路（23）にあるすべてのコ
    ンデンサ（29,47）の他方の端子は互いに接続されてい
    ることを特徴とする，請求項1,2又は６ないし10のいず
    れか１つに記載の制御化電源装置。
  12. 【請求項１２】付加的なコイル（64,65）が，各電極
    （4,5）と交流−直流変換器（２′）の各相の付加的な
    整流器（24,25）の対応する出力端との間に挿入されて
    いることを特徴とする，請求項７ないし９のいずれか１
    つに記載の制御化三相電源装置。
  13. 【請求項１３】各相の交流−直流変換器（２′）におい
    て，コンデンサ（29）を有する位相シフト回路（22）は
    二つの巻線（66,67）を含み，これらの巻線は整合トラ
    ンス（13）の異なる相に設けられ，互いに直列にかつ対
    応する位相シフト回路（23′）のコンデンサ（29）とに
    直列に接続されていることを特徴とする，請求項７又は
    ８に記載の制御化三相電源装置。
  14. 【請求項１４】すべての相の直列接続される位相シフト
    回路（22,23）はデルタ接続され，整流器（71）におい
    て，デルタ接続を介して並列に接続されかつ異なる相の
    整流器を含むすべての対の整流器は，一つの整流器（7
    2,73）に結合されていることを特徴とする，請求項７な
    いし10のいずれか１つ又は13に記載の制御化三相電源装
    置。
  15. 【請求項１５】すべての相の直列接続されている位相シ
    フト回路（22,23）は星形に接続され，整流器（71）に
    おいて，星形接続を介して並列接続されかつすべての相
    の整流器を含む整流器のすべてのグループが一つの整流
    器（76,77）に結合されていることを特徴とする，請求
    項７ないし10のいずれか１つ又は13に記載の制御化三相
    電源装置。
  16. 【請求項１６】すべての相の直列接続されている位相シ
    フト回路（22,23）はスリツプデルタ接続され，スリツ
    プデルタ接続を介して並列に接続されかつ整流器（82）
    及び隣合う相の付加的な整流器（24,25）を含むすべて
    の対の整流器は，一つの付加的な整流器（80,81）に結
    合されていることを特徴とする，請求項７ないし10のい
    ずれか１つ又は13に記載の制御化三相電源装置。
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