JPS5966208A - デイジタル伸張・圧縮器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は例えばダイナミックレンジの広いアナログオー
ディオ信号！振幅圧シし不変換してなるディジタル信号
を伸張・圧縮し、ディジタル演算によ、多信号処理す、
るに、有用な実用性の高いディジタル伸張・圧縮器に４
する。

〔発、明の技術的背景とその問題点〕

近時、１デイジタルオーデイオ技術の研究が盛ん、に行
、わ些て、！−する。これはオーディオ信号全ディジタ
ル信号化して、つまシ所謂ＰＣＭ信号とし不記録再生し
た凱或いは信号、処理を行うものである。この為、アナ
ログ信号であるオーディオ信号を符号化するべく　Ａ／
Ｄ変換器が用いられ、また雪の信号を復元するべく、Ｄ
／Ａ変換器が用りられる。。しか、して従来の逐次変換
型や積分型のＡ／、Ｄ、、、変堺器の量子化数は高々、
、、１６ビツト程度であシ、変換可能な信号のダイナミ
ックレンジにして約９６　ｄＢ程度である。これに対し
てオーディオ信号とし、工数・扱われる音のダイナミッ
クレンジは１２０　ｄＢｌ度もある。そしてｉ般的に録
章調整卓で枢扱われる信号の入力段マのダイナミックレ
ンジは１３０　、ｄＢｌ、、鷹だ出力段でのダイナミ、
ックレンビ１１０ｄＢ程度である。この為、こＱような
ダイナミックレンジの広いオーｆイオ信号をディジタル
化して記録再生し、或いは信号処１５′とす、宇り・”
１０変換器や０．／４．、換。

器として２０ビット程度の量子化数が必要とな。

シ、前述した従来の□λンＤ変換技術モは鋳省÷゛・”
Ｉｓ　”　’□：なかった。

そこで従来よ！！ｌ）％Ａ／Ｄ変換器の狭いダイナミッ
クレンジを補うと共（、ト些によってディジタル化され
た信号の伝送や記録の為の媒体の容量不足を補うべく、
アナログ信号を振幅圧縮してディジタル変換することが
種々試みられている。　　　　　　　　□ 第１図はその一例ｉ示す非直線符号プし処理劣性ウシス
テムのＳａ、＝＝轡図で塾、る。このシステムは、入力
された÷’ｆＱｉ信号を圧縮回路ｌに導ひいてその瞬時
振幅を振幅レベルが大きいときに小さくシ、振幅レベル
が小さいときに大きくなるように制御して振幅変化を圧
縮したのちＡ／Ｄ変換器２に入力してディジタル信号に
変換する。そして、このディジタル信号、を記録再生す
る等し、Ｄ／Ａ変換器３を介してアナログ信号に復元し
、これを前記圧縮回路１とは全く逆の：、本本田出力特
性有する伸張回路４に入力して振幅伸長して出力するも
のである。

１ 一：・上□記圧縮回路１や伸張回路４は、例えばグイ、
揉＝ド等の非直線：入出力特性を利用して連成的な圧縮
・伸張特性を得たり、□或いは信号□メ撮幅−上に幾つ
かの閾値を設定し、この閾値によ・て区分される振幅レ
ンジ毎に信号の入出力利得を異ならせる等して圧縮・伸
張特性を得ている。

これによって第２図中、実岬で示す如き圧縮特性を得、
また同図中破線で示す如き伸張特性系設定されている。

特に、上記閾、値によって振幅し″′区分１・哲線“＜
Ｈ，縮・°イ彎張特性ｉ、輯定したものはＰＣＭ録音機
等で、一部実用化されている。これは、例えば１・２ビ
ツトのＡ／Ｄ変換器宅用い、小振幅からフルスケール（
ＦＳ）に達スる都度第３図に示すように信号利得’ｅ　
６．　ｄＢずつ下げ乍ら入力信号をディジタル変換し、
振幅レンジを示す３ビツトのレンジ情報を付加して計１
６ビツトの情報にてＬＯ−ビツト当のダイナミックレン
ジを得る如く構成される。

ところがこのようにして１３レツトのＡ／Ｉ）変換器を
用いて２０ビツト相描の１号のダイナミックレンジを得
る場合であっても、そのダイナミックレンジに応じた量
子化精度を必要とすることは勿論のことであ□る。然し
乍ら、前記振幅レンジを規定する閾値の設定精度や、回
路構成素子の温度ドリフト、素子特性のばらつき等の問
題がちシ、前記ダイナミックレンジに応じた量子化精度
を確保することが困難であった。またダイオードの非直
線′特性を利用した場合、ダイオードの素子特性のば（
っきＭ−ら圧縮特性と伸張特性との間に逆対応関係のず
れが生じ易く、実用上問題があった。１ そこで第４図に示す□ように圧縮回路１をｔｒｒ変利得
増幅器Ｊａと蝉幅検出器１ｂとにょ多構成し、また伸張
回路４番可変利得増幅器４亀と振幅検出器４ｂとによ多
構成し、アナログ信号の振幅に応じて上記アナログ信号
□に対する増幅利得を変えることが考えられている。上
記振幅積ピークレベル等の短区間における振幅成分を□
検出して、例えば電圧制御型利得可変増幅器（ＶＣＡ）
からなる可変利得増幅器１・、′４・の増幅利′葎を可
変して圧縮・伸張特性金定めるものである０この場合、
振幅検出器１．ｂ［、アナログ信号の振□幅が大きい廊
増幅利得を小さく□することによって一５図中実線で示
す如き圧縮特性を実現し七おシ、唖た振幅検□出器４ｂ
は、ブナログ信号メ撮幅が矢きい程増幅利得を大藪くす
ることによ□って第′５図中破線で□示す如き伸張特硅
ヲ実現゛している。尚、圧縮回□路１と伸張回路４とは
鏡像対称に構成され、その信号伝達ｉｍ”ｔｔは逆数の
関係に定められることは言うまでもない。

かくしてこのようにシステムを構成すれば、第５図に示
す特性から明□らかなよ□うに、例□えば□１２０　ｄ
Ｂのダイナミックレンジからなるアナログ信号１６０ｄ
Ｂに圧縮してディジタル化し□、これ全アナ□ログ信号
に復元しだのち１２０　ｄＢのダ慴す□ミ′２クレレジ
に伸□張す乏ことが容易に可會ハとなシ、圧縮伸張特性
に多少の誤差があっても波形歪を招き難いと言う利点が
ある。・しかも前述した第１図に示すような折線・、型
、の庄：・縮□伸張七行うものが、振幅軸上に定めた閾
値近゛傍で□誤差雑音が集中的に起り易いという欠□点
金有しているのに対して、誤差雑音が全体に分散Ｉされ
□るのでその悪影響が殆んど生じないと言う効果が奏せ
られる。　　　　　　　　　　・　　１然し乍らその反
面、圧縮率を大きぐ設定した場合、当然伸張率も大きく
設定することが必要となシ、その利得変化の度合：が犬
遣：ぐ・なる。この場合、中間媒体での雑音、つま及主
、・□と・して量子化雑音が前記可変利得増幅器Ｊａの
利得変化に伴って変、化し、所・謂患付き現象が生□じ
る◇この息付き現象はオーディオ信号にとって非常に耳
障９なものである。また・アナログ信、号の振幅圧縮時
に上記アナログ信号の振幅が急激に・大きな変化を生じ
た場合、可変オリ得増幅器、１１Ｌ・の利得制御が追従
できなくなることがある。、この場合圧縮された信号に
オーバーシュートが生□じる□ので、実質的にはグイナ
セックレンジを上述したように大幅に圧縮するととかで
きないと貴う問題がある。□　□　　　　□　　　　□
そごでＡ／Ｄ変換器２に余裕を持たせて、例えば１６ビ
ツトのものを用いるものとすれば、上述したようなダイ
ナミックレンジの過度な圧縮全図ることが不要となｐ、
１２０ｄＢの入力ダイナミックレンジ・に対処子るには
１／１．’２５程度の圧縮だけで十分となる。しかもこ
のようにすれば前述した息付きやオーバシーート等の問
題金殆んど招くことがなくガる。然し乍ら、このように
した場合、振幅検出器１　ｂ　＋　４　ｂとして、１６
ビツトに相当する９ｃ；、ａＢ程度の入力ダイナミック
レン・ゾを搏つことか要求され、逆に振幅検出器２ｂｉ
（ｂの★現が菌難になると言う問題が生じた。　　　　
　　　　□ どのように、アナログ信号をディジタル信号に変換して
処理しようとする場合、そのダイナミックレンジに関連
して多くの問題があっ庭。

一方、アナ占グ信号をディジタル信→に変換して記録し
、これを再生してアナログ信号に復元して出力するだけ
の場合には、前述した。以外にダイナミックレンジの圧
縮に関・して問題はないが、これをディジタル処理・ル
の段階で信号処理せんとすると次のような問題が生じる
。、第６図はこのようなディジタル処理を行う回路の一
例を示すもので、複数のＡ／Ｄ変換器２ａ＋・２ｂ〜２
ｎをそれぞれ介してディジタルイ、ヒ肯れ、た信号をｆ
”イジタル加算器、６に入力、して合成、する所謂ミキ
シング回路の構成図である。、（２）・、各Ａ／Ｄ変換
器２ｍ＋２ｂ〜２ｎの出力に係数器、を設けて、そのレ
ベル調整金行う場合、もある０また第７図はＡ／Ｄ変換
器２の出力監ディジタル加算器、６ｔ：介して出力し、
この出力をディジタル乗算器７に導びいて所定の係数を
乗じたのち、遅延回路８を介して前記ディジタル加算器
６に帰還、して合成するように、した、所謂壬コー回路
の構成図である。然し乍ら、このような回路を用いて前
述したダイナミックレンジを圧ｍ：したディジタル処理
を処理せんとしても、そのディジタル信号が非直線な特
性である為に、単純な力Ｕ算処理を行うでも、その加算
結果は全く次元の異なる信号となってしまう。このこと
は対数圧縮された同一レベル信号同士を加算して指・数
伸張した場合、その出力信号は２倍の信号レベルとはな
′シ得ないこととからも類推できる。従って前記エコー
処理の場合であっても全く同様な問題を生じる。

ここで、前記ディジタル処理を実行する場合、ダイナミ
ックレンジ全圧扁してなるディジタル信号をディジタル
処理によってそのダイナミックレンジを伸張したのちに
行えば上述した問題を回避することができる。ところが
、・アナログ信号とディジタル信号とは、その取扱いが
異なることから、アナログ的な振幅検出と等価な振幅検
出をディジタル信号にお□いて行うことが極めて困難で
あると言う問題がおる。

即ち第８図（、）〜（ｅ）にそめ例を示すように：第８
図（ａ）に示すアナログ信号の振幅は、同図（ｂ）に示
すように全□波整流し、これを同図（Ｃ４に示すように
平滑化することによって求められる。これに対してディ
ジタル信号は第８図（ｄｌに示すように原信号波形が同
図ｆ、）に示すアナログ信号と同じであるとしても、こ
れを所定の周期で標本化し、その標本値を量子化した信
号系列として示される為、これは全波整流と等価な絶対
値検出を行ったとしても、その信号系列は第８図（ｄ）
に示すように同図（ｂ）に示すアナログ信号のそれとは
大きく異なったものとなってしまう。従って、このディ
ジタル信号から検出される振幅の値も、アナログ信号の
振幅とは大きく異ったものとなる。これ故、ダイナミッ
クレンジを圧縮して符号化されたディジクル信号のディ
ジタル処理による伸張が非常に困難であった。またこの
ような不具合を避ける為にディジタル信号の標本化周期
を短くすることが考えられるが、Ａ／Ｄ変換器の動作速
度、その他の問題があり、その実現が困難であった。

〔発明の目的〕

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、そ
の目的とするところは□、ディジタル信号のダイナミッ
クレンジをディジタル処理によって簡易に精度・良く伸
張・圧縮するととのできる。実用性の高いディジタル伸
張・圧縮器を提供することにおる。

〔発明の概・・要〕

、本、発明は入力した第１のディジタル信号を係数制御
信号に従って係数処理して第２のディジタル・信号を生
・成し、これを出力する係数器と、前器第１または第２
のディジタル信号の振幅に応じた上記係数制御信号を得
る振幅検出回路と、前、記係数処理に供されるディジタ
ル信号とこの係数処理に用いられる係数制御信号を得る
ディジタル信号とに１標本化周期のずれをもたせる遅延
回路とを具備し、前記係数制御信号を、第１、のディジ
タル信号の振幅が小さいときに小なる係数を与え、且つ
第１のディジタル信号の振幅が大きいときに大なる係数
を与える場合には第１のディジタル信号よシ得、或いは
第１のディジタル信号の振幅が小さいときに大なる係数
を与え、且つ第１のディジタル信号の振幅′が大きいと
きに小なる係数を与える場合には前記第２のディジタル
信号から得るようにしたものである。

尚、本明細暑中にのべるディジタル信号の振幅とは、デ
ィジタル符号による標本値系列の振幅を意味し、この標
本値系列の絶対値の個々の値、または短区間のピーク値
、平均値、ＲＭＳ値等をさす。

〔発明の効果〕

従って本発明によれば、ディジタル信号の振幅そのもの
を用いて、上記ディジタル信号を伸張または圧縮処理す
ることができるので、オーディオ信号等のダイナミック
レンジの広いアナログ信号を少ないビット数のディジタ
ル信号に圧縮変換した信号を処理する場合であっても、
これをディジタル処理によシ簡易にダイナミックレンジ
の伸張全図シ、その直線性を確保して所望とする信号処
理上行うことができる。しかも、このような伸張・圧縮
器と対を為して用いられることの多い圧縮型Ａ／Ｄ線器
や伸張型Ｄ／Ａ変換器との間のミストラッキングが少な
く、高精度な伸張・圧縮処理を可能とする等の実用上絶
大なる効果・が奏せられる。

〔発明の実施例〕　　□ 以下、図面を参照して本発明の一実施例を説明する。

第９図は本発明に係わる圧縮型Ａ／Ｄ変換器の概略構成
図である。入力されたアナログ信号Ｘは利得制御回路１
１に導ひかれ、利得制御信号Ｙ２に従って設定された利
得Ｇｉる増幅処理を受けて出力される。この出力アナロ
グ信号Ｇが、例えば１６ビツトの量子化を行う符号器（
Ａ／Ｄ変換器）１２に入力され、量子化して出力され名
。

この量子化信号、即ちディジタル信号ＸＯがディジ夛ル
システムにおいて記録再生され、或いは信号処理される
也とになる。また上記ディジクル信号Ｘｏは、振幅検出
回路１３に導ひかれ、前記利得制御信号Ｙ２の生成に供
せられる□この振幅検出回路１３は、入力されたディジ
タル信号ＸＯの値？、の振幅に応じて前記利得制御回路
１１に□おける信号利得Ｇを決定する制御信号Ｙｚ’に
得るもので、アナ〒ｒ的な、、、４．念、−セける検波
器、レベル検出器、ＲＭＳ検出器、平均値検出器、ピー
ク検出器等に相当すφものＴｃある。

、　　　そして、前記ディジタル信号Ｘｏの値ＹＸ９振
暢が大きいときには小なる利得を与え、また上記Ｙ１の
振幅が小さいときには大なる利得を与えるべく、上記値
ｙｌの振幅に応じて利！制御信。

号Ｙ！を求めている。これによってｉｔ１％制御回路１
１の入出力間で、アナログ、信号のダイナミックレンジ
が圧縮されている。　、　　　　　。

しかして前記利得制御回路１１は例、え、ば第１０図に
示すように、演算増幅器等からなる反転型の増幅器Ａと
１．その入力端に接竺さ些た入力抵抗Ｒｉ、上記増幅器
Ａの入出力端子間にスイ、ッチＳ・　・Ｓ・〜Ｓ・全各
別に介して接成さ門た帰還抵抗８とによ・て構成される
・２．門ら？帰還抵抗Ｒは、その抵抗値をＲ，２１，４
Ｒ〜１．２８　Ｒとしたもので、前記スイでチＳ１＋８
１〜Ｓ８とビット対応して定められている。そし万）こ
れらのスイッチ、Ｓｌ　１．５２７−８＠は、レジお夕
５ＲＧに格納され次利得岬御、、、４．号Ｙの各（ット
データにやじで一竺的（、開、閉制御される。１゜この
利得。

制御信号Ｙが、、７．その、竺Ｓ、す側、キシｙ１　、
ｙ２〜ｙ８として与えられるものとすると、１里によっ
てスイッチＳ１が開閉制御され、’ｌ’８　に夷ってそ
イクチＳＳ、が開閉制御さ、れるよ、うにＭＳＢからＬ
ＳＢにかけてそれぞれビットの対応突とら些ている？こ
のようにしてスイッチＳ　Ｌ　、４．　Ｓ　＠〜、Ｓ　
８の開−に、よシ、帰還回路に週休的に挿入される帰還
琲抗Ｒによ？、て増幅器Ａの利得Ｇが。

に設定される。尚、上式中第１項の因子の逆数はＹ１■
す箒。また Ｒ４＝１２８Ｂ　　　　　、　　　　、。

なる関係に抵抗値が定め、られるものとすると、上式を
次のように表わすことがで、きる。

Ｇモ１／Ｙ・・・・・・・・・　　　　　、、、、（２
）一方、前記振幅検出回路１３は、例えば第１１図に示
す如く構成されるにの振幅検出回路１３は、所謂ディジ
タル・フィルタによって構成されるもので、与えられた
ディジタル信号ｘｏ　（−Ｙｌ　）を絶対値検出回路（
ＡＢＳ　）　２４　’に介して絶対値符号変換し、これ
を縦続に接続された遅延回路ストリング１′５を・、介
して順に１標本化周期τづつ遅延している。そして、こ
れらの遅延出力を係数器群１６ｔ−介して所定の係数＆
０・ｙ”’ｌＬ１〜Ｑ−１を乗じたの゛ち、、９こ、れ
をディジタル加算器（Σ）１７にて加算合成して前記利
得制御信号Ｙ鵞を得る如く構成されているＯ尚、上記利
得制御信号Ｙは、加算データの下位ビットデータ・を切
捨てたものとして出力される。しかしてこの振幅制御回
路１３における前記遅延回路ストリング１５の各遅延時
、間を　　　・。

２＝ε　　　　　　　　　　　　・　　　　　　。

τω とし、加算データの下位ビットデータの切捨てによる切
捨て雑音’ｉｉ−ｅｆｌｔ！：　した場合、入力された
ディジタル信号Ｙｌ　と出力デイジタ／Ｉ／信号Ｙ１１
との関係は次のように示されるｄ　　　・つまシ、入力
ディジタル信号ｙｔの重み付き、平均値石に、切捨て雑
音ｅｎが付加された出力デ。

イジタル信：号Ｙ！が得られる。ここで前記：Ｘみ係数
、＆ｊが。

町、７．ｐ　、ｊ として与えられるもの、とすると、この系のイン。

パル：子しそポンスは、１ケのコンデンサと１ケの抵抗
とによって構成されたアナログ系のローハソフィル、り
と同じくなる。そ、して、このデ、イジタル・フィルタ
によって構成される振幅検出。

回路１３によって入力ディジタル信号Ｘ。の値”Ｙｔに
関連した利得制御信号Ｙ２が効果的に求められることに
なる。

、ここで今、第１Ｏ図に示す利得制御回路１ノと第１１
図に示す振幅検出回路１３とによつ、て第、？　甲１に
示される圧縮型Ａ／Ｄ変換器が構成されるも？とすると
、入力されたアナログ信号Ｘ、と出力ディジタル信号Ｘ
Ｏとの入出力特性は仄のよ□うに々る。即ち、利得制御
回路１１ｆ介□しんアナログ信号Ｘは、利得Ｇが乗ぜら
れて信□号Ｇｘ表してＡ／Ｄ変換器１２′に□入力さ五
る。こ１のＡ／Ｄ変換器ノ２における符号化を。とし、
そあ量子イヒ雑音をｎ、とすると、　　　□ＧＸ＝’Ｑ
ＣａＸ）　＋　ｎ となる・また、振幅検出回路１３に入力されるディジタ
ル信号Ｙｌは Ｙｌ□・’Ｘｏ＝Ｑ［Ｇｘ）”　　　　”　　　”とガ
る。尚、利得制御回路１ノの利得Ｇはｓ　’１標本化周
期前までの出力ディジ夛ル信号Ｘｏの値（標本値）によ
って定ｔ、ｂ。：ここでＺ−’　ｆｔ１標化周期分の遅
延を表わす演算子とする□と、’＝’ｌ／　（Ｘｏ＋（
３，）、ｚ−１’　　　　。

なる関係で、前記利得Ｇを示すことができる。

従−て、これら−の関係を整理すると、′　　　□ｘ　
雪（Ｘ６　＋　ｎ　ｑ　）　・（Ｘｏ　＋’％　）　’
Ｚ　”　・・・曲（４）となる。また上述した雑音成分
が殆んど無視できるものとすると、即ち Ｘｏ＞ｎｑｓη〉ｅｎ なざ条件が成立するものとする。と、上式は更にｘ”Ｘ
６’Ｙ７）Ｚ”−’　””　　　　　　”　’　　　（
５）として、表わすことができる。ここで上記アナログ
信□号Ｘが、□例えばオーディオ信号のように標本値の
隣接相関が極めて高いものであるｉ合には、　　　　　
　　□ ＸＮＱＺ　　−Ｘ６　＋６　ｚ として表わすことができる。但し、ｅＺは、ＸｏＺ−’
なる１号を石と看□做したときの誤差を示している。こ
のような誤差ｅ２の小さいオーディオ信号を処理対象と
した場合、前述した第（５）式に示される関係ｉ更に′
　　　　□ ・′□１ として示ｊことが＋き、従って圧縮型Ａ／Ｄ変換器あ入
出力特性は　　□ ｘ　−Ｘ６２ として示されることから　　　　　□ 、１１′ ＸＯ−〆１・・・・・・・・・・・・ となる。このことは、ダイナミックレイジがデシベル表
示（ａｍ　）において１／２に圧縮されるこ□とが示さ
れる。第１２図に示され７！　（Ｘ　　ＸＯ）なる特性
は、このようにして得られたものである。

さて、第１１図中破線で示す、ように、ディジタル加算
器１７に対して所定め□定数Ｙｏを入力しで利樽制御御
信号Ｙ雪を得る：ものとすると、この場合における圧縮
型Ａ／Ｄ変換器の入出力持□性は次のように変化する。

即ちこの場合、□前記第（４）式に示される入出力□特
性は　　　　　　　□として表わされる。ここで前と同
様にしてｎ′ｅｚなる誤差が無視される□ものとすると
、その入出力特殊は　　　　□ □ｘ　＝　ｘｏ（□＋ｙｏ） として表わされ、その振幅成分は　　　□ｘｘＸｏ　（
Ｘｏ　＋Ｙｏ　）　　　　　’゛　　　となるらこの関
係は第１２図に併せて示されるように、小振幅領域にお
ける□圧縮率−が抑見られることを意味し、従って前述
した□従来の問題を□招来するような過度な圧縮が□防
止されることになる。

このように本発明に係る圧縮型Ａ／Ｄ変換器によれば、
入力アナログ信号全変換してなるディジタル信号の値に
応じて上記入力アナログ信号に対す・、る利得を、変え
るので、・そのダイナ・ミックレンジを精度良く効果的
に圧縮することが・可能となる。従ってＡ／Ｄ変換器（
符号器）が有する少ないビット数の量子化特性を十分に
活かしてダイナミックレンジの圧縮全行うことができる
。

しかも、その圧縮に関する情報はディジタル信号自体が
有するので、後述するようにそのダイナミック・レンジ
の伸張処理をディジタルレベルでも或いはアナログレベ
ルでも高精度に、且つ容易に行うこと：を可能とする等
の効果が奏騒られる１しかも従来のものとは異なって、
ダイナミックレンジ圧縮処理における問題を殆んど招く
ことがなく、実用上絶大なる効果が奏せられる。

仄に上記の如くダイナミックレンジを圧縮して量子化、
されたディジタル信号を、ダイナミックレンジを伸張し
てアナログ信号に復元する為の本発明に係る。伸張型Ｄ
／Ａ変換器について説明第１′３図は、この伸張型Ｉ）
／Ａ、’＊二’、Ｑ、ｌや、ｑｊ、、略構成を示すもの
で、ダイナミックレンジ圧縮されたディジタル信号Ｘｉ
は復号器（Ｄ／Ａ変燐幸）２１に入力され、アナログ信
号Ｘ（に変換、、されるようになっている。そして、こ
のアナ’ａ　ｆ楡号Ｘｉが、例えば第１４図に示される
如きオリ。得調整回路２２に入力され、利得制御信号Ｙ
−に従って振幅制御されだのち・出力アナｏ　、ｆ　、
＠、号−，ｄとして出力される。一方１．前記ディジタ
ル信号Ｘｉは、遅延回路２３を介してｌ標本、孔周、岬
、・禅延されたのち、信号ｙ’ｉ　として振幅検出回路
２４に入力され、前記利得制御信号Ｙ２の生成に供せら
れている。この振幅検出回路２４１−Ｊ、、前隅した圧
縮型Ａ／Ｄ変換器における振幅検出回路１３と同様に、
例えば第１．．１図に示す如欠構成されるものである◇
そして利得制御回路２２は、ｌ標化周期前までのディジ
タ、ル信号ｘ７よシ求められた利得制御信号Ｙ２に従っ
て、ディジタル信号ｘｇ−。

変換しでなるアナログ信号Ｘｉの振幅を可変：制御、・
している。上記利得声ｕ禦信ＩＹ、ｚは、デ、イビ、タ
ル信号ＸｉＱ値Ｙ１の振幅が大きいと、きに大なる利得
を与え、且つ上記ディジタル信号勺の値Ｙ！の振幅が小
さいときに小なる利得を与えるもので、これによってア
ナ、ログ信号ｘｉのグブナミックレンジの伸張を制、、
御している。、、０尚、・前・、記。

遅延回路２３は、利得制御信号￥２に対してｌ標本化周
期の遅延を与えて利得制御回路２２にこれを出力するも
のであってもｉい。即ち、４．遅延回路２３と振幅検出
回路、２４と全入換えて伸張型Ｄ／Ａ変換器を構成して
も＋い。

このような伸張ｉ　Ｄ／Ａ変換器において、前述した。

如きダイナミックレンジ圧縮されたアイソタル。信：号
ヲ元のダイナミックレンジに復元して、。

アナログ信号化するには、その人出、力特性、桁前記圧
縮型Ａ／Ｄ変換器と逆の関係であることが必要である。

従って先ず、振幅検出回路２・４としては、前記振幅検
出回路１３と全ぐ同じものを用いればよい。また利得制
御回路２２に関しては、第１４図に示すように利得値が
逆に設定されるものを用いればよい。即ち、：第、１４
図に示す如く、演算増幅器等の反鼾、増幅器への入出力
端子間に帰還抵抗Ｒ４’ｔ？設け、その入力端子にスイ
ッチＳ、　　・８１〜Ｓ８を各別にイして入力抵抗Ｒｔ
−それずれ設ける。そし、てこれらの入力抵抗の値をビ
ット対応させてＲｔ　２　Ｒ’、　４　Ｒα１２８Ｒに
設定する。尚、スイッチＳｌ＋８２〜８Ｉは前述したよ
うに利得制御信号Ｙ、のＭＳＢからＬＳＢにかけてそれ
ぞれビット対応して開閉制御されることは言うまセもな
い。しかして、このよう（構成された利得制御回路２２
に。

よれば、利得制御信号、Ｙ〈従、、って定められる利得
Ｇ′は として与えられる。ここで Ｒｆ−１２８Ｒ。

と抵抗値を定めれば、上記第（７）、式は前述した第。

（２）式と同様にして　　　　　　　　□Ｇ’＝Ｙ　・
・・・・・・・・　　　　　　　　　　　（８）として
表わすことができる。

かくしてこの・ように構成された利得制御回路２．２．
、と前記振幅検出回路２４とを用いて第１３・図に示す
如く構成された伸張ｆｉ、　Ｄ／Ａ変換器によれば１．
その入出力特性は次のようになる。□即ち、利得制御回
路２２に、与えられる利得制御信号Ｙ２は　　　　　　
　　　　・ ””　＝　（ｘｚ＋６．、’　）　Ｚ−１として与えら
れ、これによって第（８）式に示される。ようにその利
得Ｇが Ｇ＝　Ｙ２ として定められる。そして、Ｄ／Ａ変換器２ノを介して
変換され、利得制御回路２・２を介して出力されるアナ
ログ信号スｄは　　　　　　・”ａ　”　Ｑ−、’　Ｃ
Ｘ１）ＸＧ　ｑ　ｘ　４　、　Ｇ。

として示される。ここで、前記圧縮型ＡｉＤ　ｆ換器の
出力ＸＯ・が、伸張型Ｄ／ＡＫ換器の入力Ｘセとして与
えられるものとすると ｅ′＝ｅ ｎ　　　　　ｎ として示されることから、前記アナログ信号Ｘａは　　
　　　　　　　′　　　　　□’　ｘ（１＝Ｑ−’［Ｘ
ｏ　〕Ｘ　（Ｘｏ手ｅ、）ｚ−’となる。このとき　　
　　　′　　　　　□Ｑ　　（Ｘｏ、ｌ］　＝Ｘ。

であるから、　　　　　・ ｘｄ＝Ｘｏ　ｘ（’Ｘｏ　＋　ｅｎ）　Ｚ−’　・・ｉ
・・・”・”・（９）　　”と寿り、前記第（４）式の
関係を導入してこれを整理すれば となる。そして、□上記量子化雑音ｎ　が無視できる程
度に定めれば Ｘ４＝Ｘ となシ、ここに元のアナログ信号Ｘが正しく復元される
ことになる０このアナログ信号復元の伸張特性が前記第
１２図において（Ｘａ　−Ｘ（２）とし□て示されるＱ
　′　　　　□ 尚、第１４図に示す振幅検出回路において、□レジスタ
ＲＧに所定のディジタル信号Ｙｏ　ｔ”加えるものとす
ると、前記出力アナログ信号ｘ４は、どれによって次の
ように変化する。

１ そ□して処理対象とする信号がオーディオ信号である場
合には 、Ｘ。

Ｘｏ　＋　ｎｑ 、−Ｘ、（１＝τ）。

として近似され、更に ｘａ　−Ｘｉ（ｘ（＋Ｙ６　） として近似することができる。従って、この伸張型Ｄ／
Ａ変換器の入出力ｉ性は第１２図に示されて明らかな“
ように□、前述した圧ａ型Ａ／Ｄ変換器の入□出力特性
と全く逆の関係とがる〇かくして上□記構□成の伸張型
Ｄ／Ａ変換器によれば、ダイナミ・ツクレンジを圧縮し
て符号化されたディジタル伸張を簡易にして精度良くそ
のダイナミ・ツタレシジ雀□伸張してアナログ信号に復
元することができる。しかも；その伸″張制御を□、処
理対象とするディジタル信号の値に応じてディジタル的
に簡易に行うことｔで圧縮・伸張処理間におけるミスド
ラ多キングを極めて小ざく抑えることができる。従って
、−前述した圧縮型Ａ／Ｄ変換器と協働して、ダイナ−
ミッタレンツめ広いアナログ信号のデ（ジタル処理゛イ
シターフェースとして実用上絶大なる効果が□奏せら・
れる。

ところで、前述した圧縮型Ａ／Ｄ変換器を介して振幅圧
縮されたディジタル信号については、次のようにしてデ
ィジタル・レベルで信号処理することができる。第１５
図はそのディジタル伸張器の構成を示すものであり、第
１６図はディジタル圧縮器の構成を示すものでるる。

ディジタル伸張・器は、ディジタル信号に対する利得調
整回路としてディジタル乗算器２５を用い、上記ディジ
タル信号を遅延回路２．４ｆ介しで入力する振幅検出器
２４で求め・・られる利得制御信号Ｙ、（＝ηわに従っ
て係数処理するようにして構成される。このように構□
成されたディジタル伸張器のディジタル乗算器２５が出
力するディジタル信号の値ヲＸｄとしたとき−その人出
力特性は Ｘｄ；Ｘｏ　×＜　Ｘｏ　＋　８．）　Ｚ−’　””　
　　　　ｎとして示され、所定の定数Ｙｏを考慮した場
合には　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　□となる。従って、このようにして得られるディジタ
ル信号Ｘｄは、前述したものと同様にして表わせば ｎｑ 、さｘ（ｌ−）′ Ｏ となり、そめ□量子化雑音ｎを無視できる程度で為れ傾
、ディジタル信号Ｘｄは入カナチログ信号・に対してリ
ープなものとなシ、ここにｙ”　（’Ｎタル信号の効果
的々ダイナ、ミッタレンツの伸張かくしてこのディジタ
ル伸張器を用いて前記圧縮されたディジタル信号をディ
ジタル的に伸張すれば、そのディジタル信号を用いてミ
キシング処理やエコー処理、更にはイコライザ処理等を
例ら不具合を生じること：邊しに行い得□る□０つま夛
ディジ）ル：橋号□の値□が□リニナ□で１６″る為、
加減−処理や乗除算処漬’　”ｐＱｂ”蕪’“′つなぐ
□行才てＤｒ”　”’望とする信号゛処理をｉ実に□行
□うことが情−となる。

またこのようにして伸張されたディジタル信号は第１６
図に示すデージ圧縮圧縮器によシ、元の圧縮形態の信号
に効果的にダイナミックレンジ圧縮することができる。

即ち、利得調整回路としてディジタル除算器２６を用い
、その出力を遅延回路２３全介して振幅検出回路２４に
導いて上記ディジタル除算器２６に与える制御乍号を得
るようにディジタル圧縮器が構成される。上記制御信号
は、前述した第９図に示す回路と同様にして生成される
もので、その出力ディジタル信号の値をＸとした場合、
入力ディジタル信号の値Ｘｏ　との間の関係は次のよう
になる。

Ｘ　−ｘ、　（Ｘ、　＋　ｅｎ）　Ｚ−１、、、、、、
、、、。

また前記定数Ｙｏ　ｋ考慮した場合にはとなる。尚、こ
のディジタル圧縮器の場合、、牛刀、、＼を遅延、回□
路：２３の出力、、とじて得ることも可能、であシ、薯
の□ときの入出力特性は１日１１１１ となる。かくして、その入出力特性は、前記、した糺ジ
タル伸張器の、入出力特性と全く逆翔す、従うてディジ
シルレベルにおいてその信号のダイナミックレンジを圧
縮するこｒが可能と仝る。

、従、って、本ディジタル圧縮器によシ圧縮したディシ
ーク信号を前記アナ、ログま冬はディジタル伸張器によ
シ伸張すれば、ディジタル信号のダイナミックレンジの
圧縮・伸張をミスドラ、ツキングなく高精度に行い得、
実用上勢大なる効１　　　　　１　　　　　１１１１　
　　　　　　　１　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　１　　　　　１、以上１．本発−〇−実施例に
つき８５！ｎｕたよりに、本発明に係る圧雫：型”／Ｉ
）変隼器、伸張！。

Ｄ４変換器およびディジタル伸張・圧縮器によ゛れば、
オーディオ信号等のダイナミックレンジの広いアナログ
信号をディジタル的に取扱う場合、そのダイナミックレ
ンジを効果的に圧縮し、これ？再び伸張する。、ことが
でき、・る・しか破そ、のディジタル信号の段階で適宜
ダイ□す、ミックレンジを伸張して所定の信号処理を実
行したの、ち；１再びダイナミックレンジを圧縮するこ
とができる。また、このような圧縮・伸張においてその
精度が損われることがないので、信号品質を十分確保す
ることができ、故にオーディオ信号等を効果的にディジ
タル処理にること力テ能、となる。

尚、本発明は上記した実施例にのみ限定されるものでは
ない。例えば利得□制御回路を第１７図に示すように電
圧１制御章の増幅、器ＶＣＡと、その制御電圧全可変す
るＤ／Ａ変換変換例よって構成することもできる。この
場合、□上記Ｄ／Ａ変換器に制御信号Ｙ、を与えるよう
にすればよく、その制御特性に応じ１て圧縮型・伸張型
のいずれにも設定可能である□＝また本文士は述べてい
ないが、符号化する際：の標本化は利得制御回路の前後
どちらでもよい。また前述した説明では、１つのシステ
ムを連ねるものとして圧縮ｆｆｌ　Ａ／Ｄ変換、器、伸
張型Ｄ／Ａ変換器、ディジタル伸、雪・圧縮器にらい：
、て説明したが；とれらはその□仕様に応じて個々に実
施可能なものであり、更にはその幾つかを組合せて実施
することも勿論可能である。また前述した説明において
も簡単に述べたが、遅延回路は、利得制御に対する信号
タイミングをず１ら１〜すζ−も、のであるから、振幅
検出回路の後段に設けて、利得制御信号を遅延させるよ
うにすることもできる。更に、振幅検出回路等の構成や
、圧縮・伸張特性等は、その仕様に応じて定めればよい
ものであることは言うまでもない。要するに本発明はそ
の要旨を逸脱して種々変形して一施することかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のダイナミックレンジ圧縮・伸張システム
の構成図、第２図はその圧縮・伸張特性を示す図、第３
図は上記圧縮特性を得る為のＡ／Ｄ変換器の入出力特性
を示す図、第４図は従来の改良されたダイナミックレン
ジ圧縮・伸張システムの構成図、第５−はその圧縮・伸
張特性０す図・第６図は一一！、ディジ、り、ル型ミキ
シンダ回路の構成図、第７．図はディジタル型エコー回
路の構成図、第８図（ａ）〜（＠）はアブ“ログ信号と
ディジタル信ｉ゛とのｉｐ異□なシを示す図、第９図乃
至第１’６’ｌ１ｍは本発明の一実施例を示すもので、
第９−は圧縮型Ａ／Ｄ変換器の概略構成図、第１０図は
利得制御回路の一′９は示す構成図、第１１図は振幅検
出回路の一例を示す構成図、第１２図は圧１・伸張特性
を示す図、第１３図は伸張型Ｄ／Ａ変換器の概略構成図
、第１４図は利得制御回路の二ｉｕ　？示す構成図、−
”’１５図ぽディジタル伸張器あ□概略構成図□、第□
／′Ｘ６図はディジタル圧縮′甲の概略構成図、、第１
７−は堝得制御回路の別の構成例を示す図である。 ′　１１・・・利得制御回路、２２・・・符号器（Ａ／
Ｄ変換器）１３・・・振幅ｉ出回路、１４・・・絶対値
検出回路、１５・・・ｉ延回路ストリング、１６・・・
係数器群、、１．１．７・・・ディジタル、加：鰺器、
２ノ・・・復号、器（、、Ｄ／Ａ変換器）２２．・・・
、利得：叩御、回路、２３．・・・遅延、、（９）路、
２４・・・振幅検出、回路１．、、、．２５．・・・デ
、イジタ／１４ｇ器、２６．・・・、ディ、イタ、ル除
尊器、。 １１１ 出願＾代理人　　弁理士、鈴　疼　弐　彦１ 第１図 第２図 第３図 第４図 １註 第６図 第７図 第８図 （Ｃ） 第９図 第１０図 第１１図 第１３図 第１４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力さ、れた第１のディジタル、信号を係、数制御信号
   に従・て係数処理し不第２０デ１″夕″信号として出力
   する係数器と、上記第１ｔたは第２のディジ、タル信号
   の振幅に臀、じて前記係弊制御債号を得る振幅検出回路
   と、前郷係数、器における第１または第２のディジタル
   、信号に対、して前、記係数制、御信号ｔ−，１標本化
   周期遅らする。遅延回竺と全具備し・第１ま乍、は第２
   　（Ｄ　７４　）　、１　＃信号の振幅に、応じ、て第
   １のディジタ、ル、信、ニア１１．＜伸張または圧縮し
   １なることを％！とするディジタル伸張・男縮器。