JPS5966223A - 伸張型ｄ／ａ変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は例えば限られたビット数に圧縮されてディソタ
ル処理されたディジタルオーディオ信号を元のダイナミ
ックレンジの広いアナログ信号に復元するに好適な実用
性の高い伸張型１）／Ａ変換器に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

近時、ディヅタルオーディオ技術の研究が盛んに行われ
ている。これはオーディオ信号をディジタル信号化して
、つまり所謂ＰＣＭ信号として記録再生したり、或いは
信号処理を行うものである。この為、アナログ信号であ
るオーディオ信号を符号化するべ（Ａ／Ｄ変換器が用い
られ、またその信号を復元するべ（Ｄ／Ａ変換器が用い
られる。しかして従来の逐次変換型や積分型のＡ／Ｄ変
換器の量子化数は高々１６ビツト程度であシ、変換可能
な信号のダイナミックレンジにして約９６ｄＢ程度であ
る。これに対してオーディオ信号として取扱われる音の
ダイナミックレンジは１２０　ｄＢ程度もある。そして
一般的に録音調整卓で取扱われる信号の入力段でのダイ
ナミックレンジは１３０ｄＢ、’ＩＩ：た出力段でのダ
イナミッヂレン・イでも１１０ｄＢ程度であ。

る０この為、このようなダイナミックレンジ〃広いオー
ディオ信号をディジタル化して飴、録ｉ。

生し、或いは信ヤ／！Ｊｉ理せへとすると、Ａ／Ｄ変換
器やＤ／Ａ変換器と□し’％？ビット程□度の量子化数
が必要となシ〈前述した従来のＡ／Ｄ変換技術では対処
できな７＞”−ｚ”ｋ。

□そこで従来より、Ａ／Ｄ変換器の狭いダイナミックレ
ンジを補うと共に、１これによってディジ・タル化され
た信舟の伝送や記録の為の媒体の容量不足を補うべく、
アナログ信号を振幅圧縮してディジダル変換子ることが
種々状みちれている。：″□ 漬１図はその一例を示宇非直−符４化処理を行うシステ
ムの概略構成図である。このシステムは、入力されたア
ナログ信号を圧縮回路１に導びいてその瞬時振幅を振幅
レベルが太きいときに小さくシ、振幅レベルが小さいと
きに犬きくなるように制御して振幅変化を圧縮したのち
Ａ／Ｄ変換器２に入力してディジタル信号に変、、轡す
恰そして・このディジタル信号を記録再″星す之等し、
Ｄ／Ａ変換器３を介してアナログ信：舟ニ復元し、とｉ
を前記圧縮回路１とは全く、逆の入出力特性を有する伸
張回路４に入力して□、振幅伸長して出力するものであ
る。。　　、　　　　　　゛上記圧縮回路１や伸張回路
４は、例えばダイオード等の非直線入出力特性を利用し
て連続的な圧縮・伸張特性を得たり、或いは信号の振幅
軸上に幾つかの閾値を設定し、この閾値によって区分さ
れる振幅レンジ毎に信号の入ｌ・力利得を異ならせる等
して圧縮・伸張特性を得ている。

これＫよって第２′図中実線で示す如き圧・縮％性を得
、また同図中破線で示す如１き伸張特□性が設定されて
いる。１に、□上鮎閾値によ・て偏幅しンレを区分し、
□折線的□に圧縮・伸張特性を設定したものはＰＣＭ録
音機等で一部実用化されている。これは、例えば１３．
ビットのＡ／Ｄ変換器を用い、小振幅からフルスケール
（ＦＳ）に達する都度第３図に示すように信号利得を６
　ｄＢずつ下げ乍ら入力信号をディジタル変換し、振幅
レンジを示すｉビ、ト・のレンジ情報を付加して計１６
ビツトの情報にて２０ビツト相当のダイナミックレンジ
を得る如く構成される。

ところがこのようにして１６ビツトのＡ／Ｄ変換器を用
いて２０ビツト相尚の信号のダイナミックレンジを得る
場合であっても、そのダイナミックレンジに応じた量子
化精度を必要とするとどは勿論のことである。然し乍ら
、前記振幅レンジを規定す、る閾値の設定精度や、回路
構成素子の温度ドリノト、素子特性のばらつき等の問題
があシ、前記ダイナミックレンジ゛に応じた量子化精度
を確保すぎことが困難であった。

またダイオードの非直線・：％性を利用した場合、ダイ
オー−の素子特性のばらつきから圧縮特性と伸張特性と
の間に逆・・対応関係のずれが生じ易く、実、用土問題
があった・　　□ そとで第４図に示すように圧□網回路１を可変利得増幅
器１ｍと振幅検出器１．　ｂとにょシ構成し、まだ伸張
回路４を可変利得増幅器４ａと振幅検出器４ｂとにより
構成し、アナログ信号の振幅に応じて上記アナログ信号
に対する増幅利得を変えることが考えられている。上記
振幅検出器１ｂ　、４ｂはアナログ信号の平均・値や１
Ｍ８　。

ピークレベル等の短区間における振幅成分を検□出して
、例えば電圧制御型利得可変増幅器（ＶＣＡ　）からな
る可変利得・増幅器１ａ、４ｍの増幅利得を可焚して圧
縮・伸張特性を定めるものである。この場合、振幅検出
器Ｊｂは、アナログ信号の振幅が大きい程増幅利得を小
さくすることによって第５図中実線で示す如、き・圧縮
特性を実現しており、また振幅検出器４ｂは１．アナロ
グ信号の振幅が大きい程増幅利得を大・きくすることに
よって、第５図中破線で示す如き伸張特性を実現してい
る。尚、圧縮回路１と伸張回路４とは鏡像対称に構成さ
れ、その信号伝達関数は逆数の関係に定め□られること
は云うまでもない。

かくしてこのようにシステムを構成す、れば、第５図に
示す特性から明らかなように、・例えば１２０ｄＢのダ
イナミックレンツからなるアナログ信号を６０　ｄＢに
圧縮してディジタル化し、これをアナログ信号に復元し
ためち１２０　ｄＢのダイナミックレンジに伸張するど
とが□容易に可能となシ、圧縮伸張特性に多少の誤差が
あっても波形歪を招き難いと云う利点・が□ある。しか
も前述した第１図に示すような折線型の圧縮伸張を行う
ものが、振幅軸上に定めだ閾値近傍で誤差雑音が集中的
に起り易いと云う欠点を有しているのに対して、誤差雑
音が全体に分散されるのでその悪影響が殆んど生じない
と云う効果が奏せられる。

然し乍らその反面、圧縮率を大きく設定した場合、当然
伸張率も大きく設定することが必要となシ、その利得変
化の度合が大きくなる。この場“合、中間媒体での雑音
、つまシ主として量子化雑音が前記可変利得増幅器１ａ
の利得変化に伴って変化し、所謂思付き現象が生じる。

この息付き現象はオーディオ信号にとって非常に耳障り
なものである。またアナログ信号の振幅圧縮時に上記ア
ナログ信号の振幅が急激に太きな変化を生じた場合、可
変□利得増幅器１ａの利得制御御が追捉セ゛きなくなる
ことがある。この場合、圧縮された信号にオーバ□ニシ
ュートが生じるので、実質的□にはグイナミンクレレジ
□を上述したように大幅に圧縮す□ることができない遜
六う問題がある。　　　　′　□ そこでＡ／Ｄ変換器２に余裕を持たせて、例えば１６ビ
ツトのものを用いるものとすれば、上述したようなダイ
ナミックレンジの過度な圧縮を図ることが不要とな！り
、１２０ｄＢの入力ンイナミ、クレンソに対処するには
１７ｘ（ｚ５程度の圧縮だけで十分となる。しかもこの
ようにすれば前述した息付きやオーバシュート等の問題
を殆ん暑招くことがなくなる。然し乍ら、このようにし
た場合、振幅検出器１ｂ、４ｂとして、１６ビツトに相
当する９　６　ｄＢ程度の入力ダイナミックレンジを持
つこと゛が要求され、逆□に振幅検出器１ｂ、４．−ｂ
の実現が困難になると云う問題が生じた。

このように、アナログ信号をディジタル信号に変換して
処理しようとする場合、そのダイナミックレンジに関連
して多くの問題があった。

一方、アナログ信号をディジタル信号に変換して記録し
、これを再生してアナログ信号に復元して出力するだけ
の場合には、前述した以外にダイナミックレンジの圧縮
に関して問題はないが、これをディノタルレベルの段階
で信号処理せんとすると次のような問題が生じる。第６
図はこのようなディジタル処理を行う回路の一例を示す
もので、複数のＡ／Ｄ変換器２　Ａ１２ｂ〜２ｎをそれ
ぞれ介してディジタル化された信号をディジタル加算器
５に入力して合成する所謂ミキシング回路の構成図であ
る。尚、各Ａ／Ｄて、そのレベル調整を行う場合もある
。また第７図はＡ／Ｄｉ換器２の出力をディジタル加算
器６を介して出力し、この出力をディジタル加算器７に
導ひいて所定の係数を乗じたのち、遅延回路８を介して
前記ディジタル加算器６に帰還して合成するようにした
、所謂エコー回路の構成図である。然し乍ら、このよう
な回路を用いて前述したダイナミックレンジを圧縮した
ディジタル信号を処理せんとしても、′そのディジタル
信号が非直線な特性である為に、単純□な加算処理を行
っても、その加算結果は全く次元の異なる信号となって
しま□う。このことは対数圧縮された同一レベル信号同
士を加算して指数伸張した場合、その出力信号は２倍の
信号レベルとはなり得ないことからも類推できる。従っ
て前記エコー処理の場合であっても全く同様な問題を生
じる。

ここで、前記ディジタル処理を実行する場合、ダイナミ
ックレンジを圧縮してなるディジタル信号をディジタル
処理によってそのダイナミックレンジを伸張したのちに
行えば上述した問題を回避することができる。ところが
、アナログ侶°号とディジタル信号とは、その取扱いが
異なることから、アナログ的な振幅検出と等価な振幅検
出をディジタル信号において行うことが極めて困難であ
ると云う問題がある。

、即、ち第、８甲、（ａ）、〜、（ｅ）にその例、を、
示す：ように、第８図（ａ）に示すアナログ信号の、、
振、幅は、、同図１ｂ）に示すように全波整流し、これ
を同図（ｃ）、Ｆ示すよ、うに平滑化することに、よっ
て、求愉られる。これに対してアイソタル信号、は第：
８．図（ｄ）に示すように原信号波形が同図（ａ）に示
すアナログ信号、と同じであるとしても、これを所定の
周期で標本化し、その標本値を量子イヒした信号系列と
して示される為、これを全波整流と等価な絶対値検出を
行ったとしても、その信号系列は第８図（ｄ）に益すよ
うに同図（ｂ）に示すアナログ信号のそれとは大きく異
ったものとなってしまう。従って、コツプイソタル信号
から検出される振幅の値も、アナログ信号の振幅とは大
きく異ったもの、となる。これ故、ダイナミックレンジ
を圧縮して符号化されたアイソタル信号のディジタル処
理による伸張が非常に困難であった。またこのような不
具合を避ける為に、ｆ’イジタル信号の標本化周期を短
くすることが考えられるが、Ａ／Ｄ変換器の動作速度、
その他の問題があシ、その実、現が、困難であった。　
。

〔発明の目的〕

本発明はこのような事情を古慮してなされたもので１．
その目的とする。ところは、ダイナミックレンジを圧縮
して量子化されたビット数の少、、ないアイソタル信号
をアナログ信号に復元、し１、簡易に且つ高精度にグイ
、ナミックレンジを伸、張することのできる実用性の高
い伸張型Ｄ／Ａ変換器を、提供することにある。

、〔発明の概要〕 本発明は復号器を介してアイソタル信号をアナログ信号
に変換し、このアナログ信号の振幅を利得制御回路を介
して利得制御信号に従って制御して出力すると共に、前
記ディジタル信号、の振幅が太きいときには犬なる利得
を与え、且つ前記アイソタル信号の振幅が小さいときに
は小なる利得を与える前記利得制御信号を振幅検出回路
にて前記アイソタル信号の値に応じて得るようにしたも
のである。尚、本明細書中にのべるアイソタル信号の振
幅とは、ディヅタル符号による標本値系列の振幅を意味
し、この標本値系列の絶対値の個々の値、または短区間
のピーク値、平均値、ＲＭＳ値等をさ、す・。、すして
、振幅制御されるディジタル、信号に対して、その利得
制御に用いる利得制御・、信号、を１標本化周期、前ま
たは１標本化周期、前までのディジタル信号によ２て得
るよ、うにしだも：のである。

〔発明の効果〕　　　。

かくして本、発明、によれケ、グイ・す、ミックレンツ
を圧縮して量子化されたアイソタル信号をその値に応じ
て効果的に、しかも高精度にダイナミックレンジの伸張
を図ってアナログ信号に復元することができる。しかも
、上記ダイナミックレンジの伸張制御をディジタル的に
行うことができるので、符号化されたアイソタル信号と
その後号化とにおいてミストラッキングを生じることが
なく、まだ、その制御も簡単で・ある。従って、従来の
ディジタル処理における問題を招くことなしにダイナミ
ックレンジの広いオーディオ信号等を圧縮してディジタ
ル処理して得た信号を極めて効果的に復号してそのダイ
ナミックレンジの伸張を図ることができるので、例え、
ば圧縮型のＡ／Ｄ変換器と対を為す等して実用、上絶大
なる効果が奏せられる。

・〔発明の実施例〕 以下、図面を参照して本発明の一実施・例を説明する。

第９図は本発明に係わる圧縮型Ａ／Ｄ変換器の概略構成
図である。入力されたアナログ信、号Ｘは利得制御回路
１１に導びかれ、利得制御信号Ｙ２に従って設定された
利得Ｇなる増幅処理を受けて出力される。こ□の出力ア
ナログ信号Ｇｘが、例えば１６ビツトの量子化を行う符
号器（Ａ／Ｄ変換器）１２に入力され、量子化して出力
される。この量子化信号、即ちディジタル信号Ｘｏがデ
ィノタルシステムにおいて記録再生され、或いは信号処
理されることになる。また上記アイソタル信号Ｘｏは、
振幅検出回路１３に導びかれ、前記利得制御信号Ｙ２の
・生成に供せられる。。この振幅検出回路１３は、入力
されたデイソタク仰号Ｘ（１，の値７・９豐ＩＩにやじ
て前記利得制御回路１１における信夛利得Ｇを決定す４
制御信号“・を得る。−のドア′。

グ的な概念における検拌器、レベル門出器・　　。

ＲＭＳ検出器、平均値検出器、ピーク検出器等に相当す
るものである。そして、前□記７″１ソ□タル信号Ｘｏ
の値Ｙｌの轡幅が大きいときには小な、。

る利得を与え・また上記値“・、の奨幅ソ゛′」゛さ“
ときには大なる利得を与えるべく、上記値Ｙ′１の振幅
に応じて利得制御信号Ｙ２を求めている。

これによって利得、制御回路１１の、人、出力間、で、
アナログ信号のダイナミックレン、ヅが圧縮されている
。

しかして前記利得制御回路１１は例えば第１０図に示す
ように、演算項、！器等からなる反転型の増幅器Ａと、
その入力端に接続嘩れた入力抵抗ＩＨ、上記増幅器Ａの
入出力端子間にスイッチｓ　１ｒ　Ｓ　ｚ〜Ｓ８を各別
に介して接続された帰還抵抗Ｒとによって構成される。

これらの帰還抵抗Ｒは、その抵抗値をＲ、２Ｒ、４Ｒ〜
１２８Ｒ否しだもあで、前記ｆイッチ’　Ｓｔ　；’　
Ｓ’２〜・８８′とセット対応して定められている。ギ
しも□これらのスイＱ　＋”’Ｓ　Ｆ　　Ｉ　＄２〜□
Ｓ８は、レノスタｉｃ、”’ｉｉ格納された利得制御回
路号Ｙの各ビットデ□−タ□に応じ：て選ｉ的に開閉制
御される。

この利得□制御信号Ｙが、□そのＭＳＢ側よＩ）’ｙ＋
　　。

ｙ２〜ｙ８　として与えられるものとすると、７１によ
ってスイッチＳ；が開閉制御され、ｙ８′によってスイ
ッチＳ門が開閉制御されるようにＭＳＢからＬＳＨにか
けてそれぞれビットの対応がとられ□ている。　　　　
　　　　　　　　□このようにしてスイッチｓｉ、ｓ２
〜Ｓ８の開閉によシ、帰還回路に選択的に挿入される帰
還抵抗ＲＫ！′って□増幅器Ａ□の利得Ｇかに設定され
る。尚、上式中鎖１項の因子の逆数はＹに相当する。ま
た Ｒｉ＝１’２８Ｒ なる関係に抵抗値が定□められるものとすると、上式を
次のように表わすことができる。

Ｇ＝１／Ｙ　　　　・・・・・・・・・　　□（２）一
方、前記振幅検出回路１３は、例えば第１１図に示す如
く構成される。この振幅検出回路１３は、所謂ディジタ
ル・フィルタによって構成されるもので、与えられたデ
ィジタル信号Ｘｏ　（＝Ｙｌ）を絶対値検出回路（ＡＢ
Ｓ　）　１４を介して絶対値符号変換し、これを縦続に
接続された遅延回路ストリング１５を介して順に１標本
化周期τづつ遅延している。そして、これらの遅延出力
を係数器群１６を介して所定の係数ａｏｒａｌ〜ａｌ’
＝ｌ　　を乗じたのち、これをディヅタル加算器（Σ）
１７にて加算合成して前記利得制御信号Ｙ２を得る如く
構成されている。

尚、上記利得制御信号Ｙは、加算ｒ−夕の下位ビットデ
ータを切捨てたものとして出力される。

しかして、この振幅制御回路１３における前記遅延回路
ストリング１５の各遅延時間を２＝　ε とし、加算データの下位ビットデータの切捨てめ関係は
次のように示される。

つまシ、入力ディジタル信号Ｙｌの重み付き平均値Ｙ、
に、切捨て雑音ｅｎが付加された出力ディジイル信号Ｙ
２が得られる。ここで前記重±係数ａｊが 、　　ａｊ””ε　。

として与えられるものとすると、この系のインパルスレ
スポンスは、１ケのコンデンサと１ケの抵抗とに、よっ
て構成されたアナログ系のローノやスフィルタと同じく
なる。そして、このｆイジタル・フィルタ捉よって構成
きれる振幅検出回路１３によりて入力ディジタル信号Ｘ
ｏの値Ｙ１に関連した利得制御信号Ｙ２が効果的に求め
られることになる。

ここで今、第１０図に示す利得制御回路１１と第１１−
に示す一郷稗出回、枠、１．．３とによ、つで第９図に
示され今圧件凰；Ａ、／Ｄ４峠器瀘竺成されるもの仁す
ると、入〃されたアナログ信号Ｘと出、カブイノタル信
号）ｏとの人出、力特性は、次のようにな、る。即ち１
．オＵ得、制御回路１．１を些したアナログ信号Ｘは、
利得Ｇが乗ぜられて信号ＣＸとしてＡ／Ｄ変換、　４１
．、．２に入力される。このＡ／Ｄ変換器１２におゆる
符号化をＱとし、その量子化雑音をｎｑとするも１．。

（ｌｒｘ７Ｑ（、Ｇ：ｃ：ｌ＋ｎｑ、。

となる。また、振幅検出回路１３に入力されるディジタ
ル信号Ｙ１は Ｗｌ、＝、　Ｘｏ　７．Ｑ　（Ｇｘ、）　、　’。

となる。尚、利得制御回路１ノの利得Ｇ、、は、１標本
化周期前までの出力ディジタル信号Ｘｏ。

値（標本値）によって定まる６とこでｚ−１を１種化周
期分の遅延を或わす演芦子とすると、、。

Ｇ＝　ｌ　／　（Ｘｏ　＋　”ｎ）　−Ｚなる関係で、
前記利得Ｇを示すことができる。

従って、これらの関係を整、雫すると、ｘ＝　（ｘｏ＋
ｎｑ）　＊　（Ｘｏ＋ｅｎ）　Ｚ″″１．　−・−・−
・−−−−−−−−・（４）とな、←また上□述口た□
雑音成分が殆んど無視できるものとすると、″細ち　　
　　− 一　　　、１　′　　　　　、　　、　　　　　。

なる条□件が成立するもあとすると、上式は更に−″″
１　　　′　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・′（５）ｘ７Ｘ（、・Ｘ（、Ｚ として表わすことができる。ここで上記アナログＭａｒ
　Ｘが、例えばオー□ディオ信号めように標本値の隣接
相関が極めて高いものである場焚−１−″ として表わすことができる。但し、ｅｚは１ｘｏｚ−’
なる信号をＸｏと着像したときの誤差を示している。こ
のような誤差０□の小さいオ一二二：：：’：、、：、
：：’：、：：゛°−“°□″“−□　　　　　　　　
　　　　　、　　　　　　。

でき、従って圧縮型λ／Ｄ変換 器の入出力特性は、 ｘ＝Ｘ。２ として示されることから 筋（ｆｒ　　　　　・・・・・・・・・　（６）。

となる。このことは、ダイナミックレンジがデシベル表
示（ｄＢ　）　において１／２に圧縮されることが示さ
れる。第１２図に示される□ （マ＝筋２）なる特性は、このようにして得られたもの
である。　　□　゛　　　　　　　□さて、第１１図中
破線＋示すように、ンイジレル加算器１７に対しそ所定
の蝋蔽薔・を入力して利得制御信号Ｙ２を得るものとパ
する左：この場合における圧縮型Ａ／Ｄ変換−の入出力
特性は次のように変化する。即ち９９彎合、前記第（４
）式に示される入出力特性は ｘＯ＝　（Ｘｏ　十ｎｑ　）、（（Ｘｏ　＋ｑｎ）Ｚ−
’　＋Ｙｏ　）　−・・−’（４）’として表わされる
。ここで前と同様にしてｎｑ。

ｅ２なる誤差が無視されるものとすると、その入出力特
性は　　　　　、。

ｘ　＝　Ｘｏ　（筋子Ｙｏ） として表わされ、その振幅成分は マ＝肩（混＋Ｙｏ） となる。この関係は第１２図に併せて示されるように、
小振幅領域における圧縮率が抑えられ　　□ることを意
味し、従って前述した従来の問題を招来するような過度
な圧縮が防止されることになる。

このように本発明に係る圧縮ｆｉＡ／Ｄ変換器によれば
、入力アナログ信号を変換してなるディジタル信号の値
に応じて上記入力アナログ信号に対する利得を変えるの
で、そのダイナミックレンジを精度良く効果的に圧縮す
る仁、とが可能となる。従ってＡ／Ｄ変換器（符号器）
が有する少ないビット数の量子化特性を土、分に活かし
てダイナミックレンジの圧縮を行うこと、ができる。し
かも、その圧縮に関する情報はディジタル信号自体が有
するので、後述するようにそのダイナミックレンジの伸
張処理をデイソタルレベルでも或いはアナログレベルで
も高精度に、且つ容易に行うことを可能とする等の効果
が奏せられる。しかも従来のものとは異って、ダイナミ
・り、ｖ７．ジ圧縮殻理に、おける間讐を殆んど招くこ
とがなく、実用上絶大なる勲果が壺すられる。

次に書記の如くダイナよックレンジを圧縮シて量子化さ
れたディジタル信うを、ダイナミックレンジを伸張して
アナログ信号に復元する為の本発明に係る伸張型Ｄ／Ａ
変換器につ、いて説明する。

第１３図はこの伸張ｆｉ　Ｄ／Ａ変換器？、概略構成を
示すもので、ダイナミック、レンジ圧柳さ些たディジタ
ル信号Ｘｉは復、号器（Ｄ／Ａ変換器）。

２１に入力され、アナログ信号ｘ１に変換されるように
なっている。□そして、このアナログ信号ｘ１が、例え
ば第１４図に示嬶れる如き利得調整回路２２に入力され
、オＵ得制岬値号Ｙ２に従って振幅制御されたのち、出
力７ナログ信！Ｘｄとして出力される。一方、前記ディ
ジタル信号Ｘｉは、遅延回路２３を介して１標本化周期
遅延されたのち、信号Ｙ１として振幅検出回路２４に入
力され、前記利得制御信号Ｙ２の生成に供せ争れて−や
。午の一幅検出回路２４は前述した圧縮ｆｉＡ／Ｄ変換
器における振幅検出回路１３と同様に、例えば第１１．
、図に示″′！ｕｒｙ＜構成されるも♀アある。そして
利得−御回路２２は１．１標本化周期剪までのディジタ
ル信号Ｘｉより求められた利得制御信号Ｙ２に従って、
ディジタル信号Ｘ１を変換してなるアナログ信号Ｘｉ♀
振幅を可変制御している。上記利得制御信号Ｙ２は、デ
ィジタル信号ＸｉＯ値ｙｌの振幅が太きいときに大なる
阿り得を与え、且つ上記ディジタル信号Ｘ１の値Ｙ１の
振幅が小さいときに小なる利得を与えるもので、これに
よってアナログ信号Ｘｉのダイナミックレンジの伸張を
制御している。尚、前記遅延回路２３は、利得制御信号
Ｙ２に対して１標本化周期の遅延を与えて利得制御回路
２２にこれを出力す仝ものであってもよい６即ち、遅延
回路２３と振幅検出回路２４とを入換えて伸張型Ｄ／Ａ
変換器を構成してもよい。

このような伸張型Ｄ／Ａ変換器において、前述した如き
ダイナミックレンジ圧縮されたディジタル信号を元のダ
イナミックレンジに復□元してアナログ信号化するには
、その入出力特性が前記圧縮ｆｉＡ／Ｄ変換器と逼アー
係であることが必要である。従って先ず、、振幅検出回
路２４としては、前記振幅検出回路１３と全く同ピもの
を用いれシよい。また利得制御回路２２に関しては、第
１４図に示すように利得値が逆に設定されるものを用い
ればよい。即ち、第１４図に示すμ帳＜、演算増幅器等
の、反転増幅器Ａの人。

出力端子間に帰還抵抗Ｒｆを設け、その入力端□　　　
　　　　　・　　　。

子にスイッチＳ１＋８２〜ＳＳを各別に介して□　　　
　　−１１１１ 人力抵抗Ｒをそれぞれ設ける。そしてこれらの〜］２８
Ｒに設定する。尚、スイッチＳ　’１　′；　８２〜Ｓ
８は前述したように利得制御信号Ｙ２のＭＳＢからＬＳ
、Ｂにかけ、てそれぞ些ビット対応して開閉制御される
ことは云うまでもない。しかして、このように構成され
た利得制御回路２２によれば、利得制御信号Ｙに従う、
て定められる利得Ｇ′は として与えられる。ことで　　　　　　　　　Ｒｆ＝　
′１２８Ｒ と械抗値□を定めれ□ば、□上□記餉（７）式は前述し
た第（２）式と同様にして□ ■、　　　・　　　　　　（８） Ｇ”＝　Ｙ　　　　　　　晶°゛°°°。

としで表わすととができ□る。

′炉＜シてこのよう″に構□成された利得制御回路□２
２と前記振幅検出回路２４とを用いて第１′３図に□示
ｊ如ぐ構成省れた伸張型Ｄ／Ａ変換器によれハ、その入
出力特性は次のようにな暮。即ち、□利得制御回路２□
２に与えられる利得制御信号Ｙ′２′は　　□ ６品（Ｘ’ｉ　＋　ｍ　、’　）　Ｚ’−’左して与え
られ、これによって第（８）式に示されるよ佼ｆ゛キの
利得Ｇが ゛　Ｇ≦Ｙ２ として定められる。そして、Ｄ／Ａ変換器２１を介して
変換され、利得制御回路２２を介して出力され志アチロ
夛償号”’高１ｄ　　　□・□ｙｃａ＝　Ｑ−１〔’ｘ
ｔ　］　ｘ　ａ″−ｘ、”・Ｇ　　　””としそ示され
る。ここで、前記圧縮ＭＡ／Ｄ′変換器の出力’Ｘｏが
、伸張型Ｄ　、＞’Ａ□変−器あ入力Ｘｉと毛て与えら
れるものとす不と ｅＨ”’　ｅＨ として示されることから、前艷ナナログ信号Ｘｄは ｘ（３＝　Ｑ−’　（Ｘｏ　、１Ｘ（Ｘｏ＋ｅｎ）Ｚ−
’となる。こめとき　　　□ Ｑ−’　（：　’Ｘｏ　〕＝　Ｘ’。

であるか石、　　　　　　　　　　　□ｘ（１＝ＸｏＸ
（Ｘｏ’＋ｅｌ）Ｚ−”　　−＝・　　　　（９）とな
り、前記ｉ　（４）式必関係を導入してとれ番整理すれ
ば Ｘｏ” ｘｄ＝ＸｘＸ０＋ｎｑ ユｘ　（１−＝）　　　　　　　　　　α９Ｘ。

となる。□そして、□上記量浮化雑音ｎｑ′が無視でき
る程度に楚め□れば′　　　　− ｘｄ’＝ｘ となり、□ここに元のアナログ信号Ｘが正しく復元され
ることになる。このアナログ信号復元の伸張特性が前記
第１２図において（ｘａ＝ｘｔ２）としぞ示される。　
　　　　　　　□　　　　　　”尚、第１４図に示す振
幅検出回路において、レレスタＲＧ′に所定のディジタ
ル信号ｙｏを力ｉえるものとすると□、前記出力アナロ
グ信号Ｘｄは、これによって次のように変化する。

ｘｄ＝ＸｏＸ（（Ｘｏ＋ｅｌ）Ｚ−’＋ＹＯ）　　−・
−−−−−−−α力この式は前述した第（４）′式に対
応するものでおる。

そして、１１対象とする信号がオーディオ信号□である
場合には Ｘ。

Ｘｏ　＋　ｎｑ として近似され、更に ｘｄ＝　Ｘｉ　（Ｘｉ＋ＹＯ） として近似することができる。従って、との伸張型Ｄ／
Ａ変換器の入出力特性は第３２図に示されて明、ら力、
艷なように、、、前述し冬圧縮型Ａ／Ｄ変換器の入出力
特性と全く逆の関係、、ト：なる。

かくしてキ記構成の伸張型Ｄ／Ａ変、変器換器れば、ダ
イナミックレイジ含、、圧縮し、て、符号化されたディ
、ジタル信号を、声、易にして精度良くそのダイナミ、
ツクＹ、ンジを伸張してアオロ、、テ信号に復元するこ
とがｆｆｉ、Ｌ。しか慢１．そ９稠張制禦を、処理対翅
とするディイタ、ル信夛、Ω値に砕じてディジタル的（
簡易に行うと牛ソ工き圧縮・伸張処理間におけるミスト
ラッキングを極めて小さく抑えることができる。従ワて
、、前、述した圧縮型Ａ、／Ｄ変換器と、協働して、〆
イナミックレンジの広いアナログ信号のディジ、りニル
１処理インターフエースとして実用上絶大なる効果が奏
せられる。　　　　　　　　　　　　、　。

ところで、前述した圧縮型Ａ／Ｄ変換器を今次のよ、う
、にしてディジタルレベルで信号処理するこぶが、でき
る。第１５門そのディジタル伸張器の構成を□示ｊもの
であシ、第１６図はディジタル男縮器の構成を示すもの
である。　　□、ディルタル伸張□器は、ディジタル信
号に対する。利や、調整回路□とし、てディジタル乗算
器２′５を用い、□上記ディジタルレベルを遅延□回路
２４を介□して今、力する。振！検出器／２４で求□め
られる論得制御信号Ｙ’　２　’（＝’Ｘ’ｃｒ　’）
に従二て係数処理、するよ□うにして構成される。この
ように構成、′されたディジタぶ伸張器あディジタル乗
算器２５が：出□力するディジタル信号の値をＸｄとし
た’、！：　蕪、その入出力特性は　　　　　　　　　
　□　一層Ｘｄ　＝　ＸｏＸ　（Ｘｏ−＋　ｅｎ）’−
Ｚ−’　　・−ｕとして示□され、所氷の定数ｙｏを考
慮した場合には　　　　　　　　　　　　　　　　　　
□Ｘａ　＝　Ｘｏ’Ｘ　（（’Ｘｏ　＋　ｅｎ）　ｚ−
’＋　ｙＯ）となる。従って、この・ようにしヤ得られ
るディジタル信号Ｘ、ｄ□は、前述し：たもめと尚様に
して表わせば　　：　　　　　−′　　　　□。

となシ、その曹子化雑音り、を・無視できる程度であれ
ば、ディジタル信号Ｘｄ・は入力□アナログ信号Ｘに対
してリニアなものとなり、ここにデ伸張がなされ尿こと
になる。　　　　　　　・かくしてこめディジタル伸張
器を用いて前記圧縮すしたディジタル信号をディジタル
的に伸張すれば、そのディジタル信号を用いてミキシン
グ処理や工」−処理、更にはイジライザ処理等を何ら不
具番を生じることなしに行い得る訂つまりディジタル信
号の値がリニアである為、加減算処理や瘉除算処理を無
理なく行って所望とする信号処理を確実に行うことが可
能とガる。

またこのようにして：伸張：′７・・：・Ｋ永’忙イ・
ジ・り：、ル檜舟は亀１′□６図に示ナディジメル□崖
″縮・器に、よ、、す、晃ム圧縮形態の信号に効粟的−
ンイ、、すｔツクレンヅ圧縮することがモき暮。・・′
：ソ即ち１．利得調整回路としてデ４・ジタル□、除算
器、２．６を、用い、その出力を遅延回路２３１１．介
して振幅検出□回路２４に導因て上記ｆ４ン）、ル′除
ｉ器２６に与える制御信号、を得暮ようにディジタ、ル
圧縮器が構成される。上記・制御信号は、前、述した第
９図に示す回路と同ｍｔして生成されるもの÷、・その
出力ディジタ化信号の値をＸとした場合、入カディヅタ
ル信号の値ＸＯ・との間の、関係、は次のようになる。

　　　”　　　　　　　□ −１・・・・・・・・・　・□α１　　。

門た前記ｉＹｏを考慮し；場合−は　　　　。

Ｘ＝、、　ＸＱ　（（Ｘｏ、＋ｌ、ｅｎ）’ｚ−、’、
＋Ｙｏ　）となる。、尚・、このディジ）ル圧□緬器の
場合、出力Ｘを遅延回路２３の出力として得る。とと覗
可能であり、、このときの入出力特性は Ｘ　＝　ＸｏＺ　−’　（Ｘｏ　＋８゜）ｚ−１Ｘ　＝
　ＸｏＺ””　（（Ｘｏ　＋ｅ　）Ｚ−１＋　Ｙｏ）と
なる。かくして、その入出力特性は前記したディジタル
伸張器の入出力特性と全く逆になシ、従ってディー）−
ルレペルにおいてその信号のダイナミックレンジを圧縮
することが可能と存る。

従って、本ｒイジタル圧縮器によシ圧縮したディジタル
信号を前記アナログまたはディジタル伸張器によギ伸張
すれば、ディ・イ、り、ル信号のダイナミックレンジの
圧縮・伸張をミストラッキングなく高精度に行！得、実
用上勢大なる効果が奏せられる。

、以上、本発明の一実施例につき説明したように１本発
明に係る圧縮型Ａカ変換器、伸張型Ｄ／Ａ変換器および
ディジタル伸張・再縮器によれば、オーディオ信号等の
ダイナミックレンジの広いアナログ信号をディジタル的
に取扱う場合、そのダイナミックレンジを効果的に圧縮
し、これを再び伸張することができる。しかもそのディ
ジタル信号の段階で適宜ダイナミックレンジ、金伸張し
て所定の佃号処、、理：を実行した。の。

ち、再びダイナミックレンジを圧縮することができる。

また、このような圧縮・伸張においてその精度が損われ
ることがないので、信号品質を十分碑保することができ
１．故にオーディオ信号等を効、果的：にディジタル処
稈ス、ることか可能となる。

尚、本発明は上記した実施例にのみ限定されるものでは
ない。例えば利得制御回路を第１７図に示すよ２．に電
圧制御壓の増幅器ｖＣＡと、、その制御電圧を可変する
Ｄ／Ａ変換器とによって構盛す・るこ、ともできる。こ
の場合、上記Ｄ／Ａ変換器に制御信号Ｙ２を与えるよう
にすればよく、その制御特性に応じて圧縮型・伸張型の
いずれにも設定可能である。まだ本文では述べていない
が、符号化する際の標本化は利得制御回路の前後どちら
でもよい。また前述した説明では、１つのシステムを連
ねるものとして圧縮型Ａ／Ｄ変換器、仲、張型Ｄ／Ａ変
換器、デイソタル伸張・圧縮器について説明し・たが、
これらはその仕様に応じて個々に実施可能・なものであ
り、更にはその幾つか・を組合せて実施することも勿論
可能である。また前述した説明においても簡単に述べた
が、遅延直路は、利得制御に対する信号タイミングをず
らすものであるから、振幅検出回路の後段に設けて、利
得制御信号を遅延させるようにすることもできる。更に
、振幅検出回路等の構成や、圧縮・伸張特性等は、その
仕様に応じて定めればよいものであることは云うまでも
ない。要するに本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種
々変形して実施することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のグイナミックしくノ圧縮・伸張システム
の構成図、第２図はその圧縮・伸張特性を示す図、第３
図は上記圧縮特性を得る為のＡ／Ｄ変換器の入出力特性
を示す図、第４図は従来の改良されたダイナミックレン
ツ圧縮・伸張システムの構成図、第５゛図はその圧縮・
伸６性を示す図、第６図は一般的なディソタル型ミキシ
ング回路の構成図、第７図はディジタル型エコー回路の
構成図、第８図＜８．）〜（、）はアナログ信号とディ
ソタル信号との性質の異なりを示す図、第９図乃至第１
６図は本発明の一実施例を示すもので、第９図は圧縮型
Ａ／Ｄ変換器の概略構成図、第１０図は利得制御回路の
一例を示す構成図、第１１図は振幅検出回路の一例を示
す構成図、第１２図は圧縮・伸張特性を示す図、第１３
図は伸張型Ｄ／Ａ変換器の概略構成図、第１４図は利得
制御回路の一例を示す構成図、第１５図はディソタル伸
張器の概略構成図、第１・６図はディノタル圧縮器の概
略構成図、第１７図は利得制御回路の別の構成例を示す
図である。 １１・・・利得制御回路、１２・・・符号器（Ａ／Ｄ変
換器）、１３・・・振幅検出回路、ノ４・・・絶対値検
出回路、１５・・・遅延回路ストリング、ｉｅ・・・係
数器群、１７・・・ディジタル加算器、２１・・・、復
号器（、Ｄ／Ａ変換器）、２２・・・利得制御回路、３
・・・遅延回路、２４・・・振幅検出回路、２６・・・
ディジタル加算器、２６・・・ディジタル除算器。 出願人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦第７図 第８図 第９図 第１０図 第１［図　・′１ 第１３図 第１４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ディジタル信号をアナログ信号に変換する復号器と、と
   の復号器が出力するアナログ信号の振幅を利得制御信号
   に従って制御する利得制御回路と、前記ディジタル信号
   の振幅が小さいときには小なる利得を与え且つ前記ディ
   ジタル信号の振幅が大きいときには大なる利得を与える
   前記利得制御信号を前記ディジタル信号の振幅に応じて
   得る振幅検出回路と、この振幅検出回路に入力する前記
   ディジタル信号または上記振幅検出回路が出力して前記
   利得制御回路に与える利得制御信号を前記ディジタル信
   号の１標本化周期遅延する遅延回路とを具備したことを
   特徴とする伸張型Ｄ／Ａ変換器。