JPS5966222A - 圧縮型ａ／ｄ変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は例えばダイナミックレンジの、広いアナログオ
ーディオ信号を限られたビット数のディジタル信号に振
幅圧縮して変換して、そのディジタル処理を容易ならし
める実用性の高い圧縮型Ａ／Ｄ変換器に関する。　　□ 〔発明の技術的背景とその問題点〕 近時、ディジタルオーディオ技術の研究が盛んに行われ
ている。これはオーディオ信号をディジタル信号化して
、つ棟り所謂Ｐ・ｃｍ信号と、して記録再生したシ、或
いは信号処理を行うものである。こ・の為、アナログ信
号であるオーディオ信号を符号化するべく　’Ａ／Ｄ変
換器が用いられ、またその信号を復元するべくＤ／Ａ変
換器が用いられる。しかして従来の逐次変換型や積分型
のＡ／Ｄ変換器の量子化数は高々１６ビツト穆度であり
、変換可能な信号のダイナミックレンジにして約９６ｄ
ＢＷ度である。これに対してオーディオ信号として取扱
われる音のダイナミックレンジは１２０　ｄＢ、’ａ度
もある。そして一般的に録音調整卓で取扱われる信号の
入力段でのダイナミックレンジは１３０ｄＢＸまた出力
段でのダイナミックレンジで、も１１０　ｄＢ程度であ
る。この為、このようなダイナミックレンジの広いオー
ディオ信号をディジタル化して記録再生し、或いは信号
処理せんとすると、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器として
２０ピツ）４１度の量子化数が必要と乏シ、前述した従
来のＡ／ｌ）変１技術では対処できなかった。

そ。＊”％”ｅ菓よシＪしｉ換器。狭い２．・・鳴す・
ｉ□′□ツクレンジを補うと共に、こ・れによってディ
ジタル化された信号の、伝洋や記録の為の媒体の容量不
足を補うべく、アナログ信号を振幅圧縮し□ てディジタル変換することが種々試みられている。

第１図はその一例を示す非直線符号化処理を行うシステ
ムの概略構成図である。このシステムは、入力された。

、アナログ信号を圧縮回路１に導びいてその瞬時振、幅
を振雫レベルが大きいときに小さくシ、振幅し：ベルが
小さいとへに大きそして、このディジタル信号を記録再
生する等とし、Ｄ／Ａ変換器３を介してアナログ信号に
復元し、これを前記圧縮回路１とは全く逆の入出力特性
を有する伸張回路４に入力して振幅伸長して出力するも
のである。

胃上記・圧縮回路１や伸張回路４は、例えばダイ、オニ
、　、、５＋等の非直線入出力特性を利用して連接的”
ｉ　ａ縮−伸張特性を得たり、或いは信号の据幅軸□上
・に幾つかの閾値を設定１−１こめ閾値によつ：て耐分
される振幅レンジ毎にイｊ′褥の入□出力利得を異なら
せる等して圧縮・伸張特性を得ている。

これによって第２図中実線で示す如き圧縮特性を得、ま
た同図中破線で示す如き伸張特性が設定されている。特
に、上記閾、値によって振幅レンジを区分し、折線的に
圧縮・伸張特性を設定したものはＰＣＭ録音機等で一部
実用化塔、些でいる。これは、、例えば１案ピツト！７
）　Ａ／Ｄ変換器を用い、小振幅からフルスケール（Ｆ
Ｓ）に達、する都度、第３図に示すように信号利得を６
　ｄＢずつ下げ乍ら入力信号をディジタル変換し、振幅
で ナミックレンジを得る如く構成される。

ところがこのようにして１２ビツトのＡ／Ｄ変換器を用
いて２０ビツト相当の信号のダイナミックレンジを得る
場合であっても、そのダイナミックレンジに応じた量子
化精度を必要、とすることは勿論のことである。然し乍
ら、前記振幅レンジを規定する閾値の設定精度や、回路
構成素子の温度ドリフト、素子特性のばらつき等の間融
があシ、前記ダイナミックレンジに応じた量子化精度を
確保することが困難であった。またダイオードの非直線
特性を利用した場合、ダイオードの素子特性のばらつき
から圧縮特性と伸張特性との間に逆対応関係のずれが生
じ易く、実用上問題があった。　　　　　　□ そこで第４図に示すように圧縮回路Ｉを可変利得増幅器
１ａと振幅検出器７ｂとにより構成し、まだ伸張回路４
を可変利得増幅器４にと振幅検出器４ｂとによシ構成し
、アナログ信号の振幅に応じて上記アナログ信号に対す
る増幅利得を変えることが考えられている。上記振幅検
出器１ｂ、４ｂはアナログ信号の平均値やｎｕｓ、ピー
クレベル等の短区間における振幅成分を検ｌａ、４ａの
増幅利得を可変して圧縮・伸張特性を定めるものである
。この場合、振幅検出器１ｂは、アナログ信号の振幅が
大きい程増幅、利得を小さくすることによって第５図中
実線で示す如き圧縮特性を実現しており、また振幅検出
器４ｂは、アナログ信号の振幅が大きい程増幅利得を犬
きぐすることによって第５図中破線で示す如き伸張特性
を実現している。尚、圧縮回路・１ど伸張回路４とは鏡
像対称に構成され、その信号伝達関数ゆ逆数の関係に定
められることは云うまでもない。

かくして、このようにシステムを構成すれば、第５図に
示す特性から明らかなように、例えば１２０　ｄＢのダ
イナミックレンジからガるアナログ信号を６０　ｄＢに
圧縮してディジクル化し、これをアナログ信号に復元し
だのち１２０ｄ、Ｂのダイナミックレンジに伸張するこ
とが容易に可能υ１、圧縮伸張特性に多少の誤差があっ
ても波形歪を招き難いと云う利点がある。しかも前述し
た第、１図に示すような折線型の圧縮伸張を行うものが
、振幅軸上に定めた閾値近、傍で誤差雑音が集中的に起
り易いと云う欠点を有しているのに対して、誤差雑音が
全体に分散されるのでその悪影響が殆んど生じないと云
う効果が奏せられる。

然し乍らその反面、圧縮率を大きく設定、した場合、当
然伸張率も大きく設定することが必要となシ、その利得
変化の度合が大きくなる。この場合、中間媒体での雑音
、つまり主として敬子化雑音が前記可変利得増幅器Ｚａ
の利得変化に伴って変化し、所謂息付き現象が生じる。

この息付き現象はオーディオ信号にとって非電に耳障り
なものである。また、アナログ信号の振幅圧縮時に上記
アナログ信号の振１．隅が急激に大きな変化を生じた場
合、可変利得増幅器１ａの利得制御が追従できなく々る
ことがある。この場合、圧縮された信号にオーバーシュ
ートが生じるので、実質的にはダイナミックレンジを上
述したように大幅に圧縮することができないと云う問題
がある。　、、。

そこでＡ／Ｄ変換器２に余裕を持たせて、例えばｉ　６
　ｅ７　トのもの、＠用いる。ものとすれば、上述した
よう人ダイナミックレンジの過度な圧縮を図ることが不
要となシ、１２０．ｄＢの入力ダイナミンクレンジに対
処するには１　／　１．２５（２）度の圧縮だけで十分
となる。１かもこのようにすれば前述した息付きやオー
バシュート等の問題を殆んど招くことがなくなる。然し
乍ら、このようにした場合、振幅検出器ｚｂ、４ｂとし
て、１６ビツトに相当する９　６　ｃｌＢ憬度の入力ダ
イナミックレンジを持つことが要求され、逆に振幅検出
器Ｚ、ｂ、（ｂの実現が困難になると云う問題が生じた
。

このように、アナログ信号をディジタル信号に変換して
処理しようとする場合、そのダイナミックレンジに関連
して多くの問題があった。

一方、アナログ信号をディジタル信号に変換して記録し
、これを再生してアナログ信号に復元して出力す、るだ
けの場合には、前述した以外にダイナミックレンジの圧
縮に関して問題はないが、これをディジタルレベルの段
階で信号処理せんとすると次のような問題が生じる。第
６図はこのようなディジタル処理を行う回路の一例を示
すもので、複数のＡ／Ｄ変換器２ａ、２ｂ〜２ｎをそれ
ぞれ介してディジタル化された信号をディジタル加算器
５に入力して合成する所謂ミキシング回路の構成図であ
る。尚、各Ａ／Ｄ変換器２ａ、２ｂ〜２ｎの出力に係数
器を設けて、そのレベル調整を行う場合もある。また第
７図はＡ／Ｄ変換器２の出力をディジタル加算器６を介
して出力し、この出力をディジタル乗算器７に導ひいて
所定の係数を乗じたのぢ、遅延回路８を介して前記ディ
ジタル加算器６に帰還して合成するようにした、所謂エ
コー回路の構成図である。然し乍ら、このような回路を
用いて前述したダイナミックレンジを圧縮した。ディジ
タル信号を処理せんとしても、そのディジタル信号が非
直線な特性である為に、単純な加算処理を行っても、そ
の加算結果は全く次元の異なる信号となってしまう。こ
のことは対数圧縮された同一レベル信号同士を加算して
指数伸張した場合、その出力信号レベルとはなり得ない
ことからも類推できる。従って前記エコー処理の場合で
あっても全く同様な問題を生じる。

ここで、前記ディジタル処理を実行する場合、ダイナミ
ックレンジを圧縮１〜でなるディジタル信号をディジタ
ル処；Ｉｌ’ｌによってそのダイナミックレンジを伸張
したのちに行えば上述した問題を回避することができる
。ところが、アナログ信号とディジタル信号とは、その
取扱いが異なることから、アナログ的な振幅検出と等価
な振幅検出をディジタル信号において行うことが極めて
困難であると云う問題がある。

即ち、第８図（ａ）〜（ｅ）にその列を示すように、第
８図（ａ）に示すアナログ信号□の振幅は、同図（ｂ）
に示すように全波整流し、これを同図（Ｃ）に示すよう
に平滑化することによって求められる。これに対してデ
ィジタル信号線第８図（ｄ）に示すように原信号波形が
同図（ａ）に示すアナログ信号と同じであるとしても、
これを所定め周Ｍセ標本化し、その標本値を量子化した
信号系列として示される為、これを全波整流と等価な絶
対値検出を行ったとしても、その信号系列は第８’　７
　（ａ）に示すように同図（ｂ）に示すアナログ信号の
それとは大きく異ったものとガってしまう。従って、こ
のディジタル信号から検出される振幅の値も、アナログ
信号の振幅とは大き□く異ったものとなる。これ故、□
ダイナミックレンジを圧縮して符号化されたディジタル
信号のディジタル処理による伸張が非常に困難であった
。またこのような不具合を避ける為にディジタル信号の
標本化周期を短くすることが者えられるが、Ａ／Ｉ）変
換器の動作速度、その他の問題があり、その実現が困難
であった。

〔発明の目的〕

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、そ
の目的とするところは、ダイナミックレンジの広いアナ
ログ信号を少ないビット数のディジタル信号に精度良く
圧縮して変換するごと□がで□き、しかもこの圧縮変極
さ□れ□たディジタル信号をディジタル処理によっても
、或い：はアナログ信号に復元□した場合であっても精
度良く伸□長して元のダイナミックルンジに戻□すこと
を可能とする簡易で実用性ｄ高い圧縮型Ａ／Ｄ変換器を
提供することにある。

〔発明の概要〕　　　　　　　　　　　□本発明は利得
制御回路を用いて入力アナログ信号の振幅を利得制御信
号に従って制御すると共に、この利得制御回路の出力ア
ナログ信号を符号器にて量子化して出力し、前記入力ア
ナログ信号の振幅が小さいときには犬なる利得を与え且
つ前記入力アナログ信号の振幅が大きいと□きには小な
る利得を与える前記利得制御回路号を振幅検出回路によ
って前記符号器の量子イし出力が示□す標本値の大きさ
に応じて求めて、これを前記利得制御回路に与えるよう
にした１のである。

尚、本明細書中にのべるディジタル信号の振幅どは、デ
ィジタル符号による標本値系□列の振幅を意味し、この
標本値系列の絶対値の個々の値、または短区間のピーク
値、平均値、Ｒ’ＭＳ値等をさす。

〔発明の効果〕

従って本発明によれば、アナログ信号を量子化してなる
ディジタル信号が示す標本値の大きさに応じて上記アナ
ログ信号に対する振幅制御を行うので、アナログ信号の
ダイナミックレンジを効果的に圧縮し、これを少ないビ
ット数のディジタル信号に変換することができる。しか
も、上記振幅圧縮の制御を変換されたディジタル信号が
示す標本値の大きさに応じて、行っているので、このデ
ィジタル信号のディジタル□処理による伸張処理も容易
に、且つ精度良く行うことが可能となる。また利得制御
信号がディジタル処理によって生成される為、符号イヒ
と復号化との間のミストラッキングも殆んど生じない。

これ故、従来の問題を招くことなしに、オーディオ信号
等のダイナミックレンジの広いアナログ信号のディジタ
ル処理を簡易に行うことが可能となり、実用上絶大なる
効果が奏せられる。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照して本発明の一実施例を説明する。

第９図は本発明に係わる圧縮型Ａ／Ｄ変換器の概略構成
図である。入力されたアナログ信号Ｘは利得制御回路１
ノに導ひかれ、利得制御信号Ｙ２に従って設定された利
得Ｇなる増１幅処理を受けて出力される。この出力アナ
ログ信号Ｇ’ｘが、例えば１６ピツトの量子化を行う符
号器（Ａ／Ｄ変換器）Ｉ２に入力され、量子化して出力
される。この量子化信号、即ちディジタル信号Ｘｏがデ
ィジタルシステムにおいて記録再生され、或いは信号処
理されることになる。また上記ディジタル信号Ｘ。は、
振幅検出回路Ｉ３に導びかれ、前記利得制御雅号Ｙ２の
生成に供せられる。この振幅検出回路１３は、入力さ九
たディジタル信号Ｘ。の値Ｙ１の振幅に応じて前記利得
制御回路１ノにおける信号利得Ｇを決定□する制御信号
Ｙ２を帰るもので、アナログ的な概念における検波器、
レベル検出器１．ＲＩｖ（Ｓ、検出器、平均値検出器、
ピーク検出器等、に相当するものである。そして、前記
ディジタル信号ＸｏＯ値Ｙ１の振幅が大きいときには小
なる利得を与え、また上記値Ｙ１の振幅が小さいときに
は犬なる利得を与えるべく、上記値・Ｙ、の振幅に応じ
て利得制御信号Ｙ２を求めている。これによって利得制
御回路１１の入出力間で、アナログ信号のダイナミック
レンジが圧縮されている。

しかして前記利得制御回路１１は例えば第１０図・に示
すように、演算増幅器等からなる反転型の増幅器Ａと、
その入力端に接続された入力抵抗Ｒ，ｉ、、上記増幅器
Ａの入出力端子間にスイッチＳ、、Ｓ２〜Ｓ、を各別に
介して接続された帰還抵抗Ｒとによって構成される。こ
れらの帰還抵抗Ｒは、その抵抗値をＲ、、’、Ｒ，、４
，Ｒ〜１２８Ｒとしだもので、前記スイッチＳ１　。

８２〜Ｓ６とビット対応して定められている。

そして、これらのスイッチ５ＩｓＳ、２〜Ｓ８は、レジ
スタＲＧ・に格納され：た。利、得、制・御信号Ｙ９各
ピッ、、トデータに応じて選択的に開閉制御さ、れる。

この利得制御信号Ｙが、そのＭＢＢ側よりｙｌ・Ｙ、２
〜ｙ、として与えら、れ、るものとすると、ｙＩによっ
てスイ、ツチ８．が開閉制御され、ｙＩによってスイッ
チＳ８が開閉・制御されるようにＭＢＢからＬＳＢにか
けてそれぞれビットの対応がとられている。

このようにしてスイッチＳｉ＋、８２〜Ｓ８の開閉によ
り、帰還回路に選択的に挿入される帰償抵抗Ｈによって
増幅器Ａの利得Ｇか に設定される。尚、上式中鎖１項の因子の逆数はＹに相
当する。また Ｒ１＝’１２８Ｒ なる関係に抵抗値が定め□られるものとすると、上式を
次のように表わすことができる。

Ｇ＝１／Ｙ　　　　’　　””　　　＋２１―＋１争Ｏ
−１藝−―ｐ１１−・−参−−１−９替ｐ−や・ｅφ・
ｔ−−！崇高９嘲−一方、前記□振幅検出回路１３は、
例えば第１１図に、示す如く構成される。この振幅検出
口。

路１３は、所謂ディジ□タル・フィルタ：によって構成
されるもので、与えられたディジタル信号ｘｏ（＝ｙｔ
’）　　を絶対値検出回路（ＡＢＳ）　１４を介じて□
絶対値符号変換し、これを縦続□に接続された遅延回路
ストリング１６を介して順に１標本化周期τずつ遅延し
ている。そして：、これらの遅延出力を係数器群Ｉ６を
介して所□定の係数ａＱ、ａｌ　〜ａｎ−１を乗じたの
ち、ビれをディジタ元加算器（Σ）ｚｙにて加算合成し
て前記利得制御信号Ｙ２を得□る如く構成されている訂
尚、上１巨利得制御信号Ｙは、加算データの下位ビット
データを切捨てたものとして□出力される。しかして、
この振幅制御回路Ｉ３における前記遅延回路□ストリン
グ１５の各遅延時間をτω　　　　　　　　　　　　・ とし、加算データの下位ビットブタり、の切捨てによる
切捨て雑音をｅｎ　　とした場合、入力され□たディジ
タル信号Ｙ、と出力ディジタル信号Ｙ２との関係は次の
ように示される。

つまシ、入カデイ、ジタル信号Ｙ、の重み付き平均値已
に、切捨て雑音ｅｎが付加された出力ディジタル信号Ｙ
２が得られる。ここで前記重金係数ａｊ　が ａｊ＝　、、−ｋｊ　　　。

として与えられるものとすると、この系のインパルスレ
スポンスは、１ケのコンデンサと１ケの抵抗とによって
構成されたアナログ系のローパスフィルタと同じくなる
。そして、このディジタル・フィルタによって構成され
る振幅検出回路１３によって入力ディジタル信号ＸＱの
値Ｙ、に関連した利得制御信号Ｙ２が効果的に求められ
ることになる。

ここで今、第１０図□に示す利得制御回路１１と第１１
図に示す振幅検出回路１３とによって第９図に示され名
曲縮型Ａ＞Ｄ変換器が構成されるも□のとすると□、入
力された□アナログレベルと出力ディジタル信号Ｘｏと
め・入出力特性毎次のようになる。即ち、利得制御回路
１１・を介したアナログ信号Ｘはぐ利□得Ｇが乗ぜられ
て信号ＧＸとしてＡ／Ｄ　ｍ換器Ｉ′２に入力される。

このＡ／［）変換器１２における符号化をＱ′とし、そ
の量子化雑音をｎｑ　とす石と、 Ｇｘ　＝　Ｑ　（Ｇｘ　〕＋ｎ、ｑ’ となる。また、振幅検出回路１３ＶＣ入力されるディジ
タル信号ＹＩは　　　　　　　　　　□Ｙ＋　　　＝Ｘ
ｏ　　＝　　Ｑ（Ｇｘ　　〕となる。尚、利得制御回路
１１の利得Ｇは、１標本化周期前まで、の出、カディジ
タル信号Ｘ？、の値（標本値）によって定まる。。ここ
で２７１　　を１標化周期分の遅延を表わす演算子とす
、ると、Ｇ、７１／　（Ｘｏ　＋ｅｎ　）　・Ｚなる関
係　で、前記利得Ｇを示すことができる。

従って、これらの関係を整理すると、、Ｘ＝（Ｘｏ＋ｎ
ｑ）・（ＸＯ＋ｅｎ）・ｚ−１間・・　（４）と々る。

凍だ上述した雑音成分が殆んど無視できるものとすると
、即ち ＸＯ＞ｎｑ　ｌ　Ｘｏ　＞　”　’　　　”　　”なる
条件が成立するものとすると、上式は更にｘ＝ＸＯ櫨Ｘ
。２　　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・　　＜５１として表わ□すことが
できる。ここで上記アナログ信号Ｘが、例□えばオーデ
ィオ信号のように標本値の隣接□相□関が極めて高いも
のである場合には、　　　　・ ＸｏＺ　　＝Ｘｏ＋ｅｚ として表わすことができる。。但し、ｅｚ・は、ｘ、　
ｚ−１なる信号をｘ′ｏど石像したときの誤差を示して
いる。このような誤差８ｚの小さいオーディオ信号□を
処理対象とした場合、前述した第（５）式、に示される
関係は更に Ｘ＝Ｘ６・Ｘｏ　　　　　　　　　　　・として示すこ
とができ、従って圧、縮型Ａ／Ｄ、　Ｒ換器の入出力特
性は、 ’　　　＝　　−、ｔ　　。

ｘ　　−ＸＯ として示されることから 乙−−ｒ　　　　　　　　　　　　　・　、６）となる
。このことは、ダイナミックレンジがデシベル表示〔ｄ
Ｂ〕にお−て１／？・憾π細されることが示される。第
１２図に示される（　ｘ　＝Ｘ＋１　）な乏特性は、こ
のように１ヤ４られたもの÷ある。　　　　　　　　　
　　　　′　　　　　□門て、第１１図中破−で示すよ
うに、ディジタル加算器１７に対して所定の定数Ｙ。を
入力して利得制御信号Ｙ、を得るもめ□とすると、この
場合−おける圧縮型に／ｒ；）ｉＨ１％器、９人出力特
性は次の、ように変化する。即ちこの場合、前記第（４
）式に示される入出力特性哄、。

ｌ　　Ｘ６　　＝　（、Ｘ　ｏ＋ｎｑ　）　　（（Ｘ、
６　　＋　９：、４　、）　　ｚ−１，士、、”ｆ’０
．　　＝・　　　ｔ４どとして表わされる。ここで前と
同様にしてｎｑ。

ｅｗなる誤差が無視されるもやとすると、千の。

入・出力特性は　、、、　　　　　・　　　　、。

ｘ＝ＸＯ（ＸＯ＋ＹＯ）　・　　　　　　、、：として
表わされ、その根幅成分は　。

ｘ　＝　’ｆ、０（Ｘｏ＋Ｙ、。）、、、、、、　、、
　　、：、　　　　　　。

となる。この関係は第１２図に併せて示されるよ、うに
、小振幅領域における圧縮率が抑、見られることを意味
い従って前述した従来の間ａ倉招来、するような過度な
圧縮が防止さ、れることに。

なる、。

このように杢発明に係る圧縮Ｗ　Ａ／Ｄ　Ｒ，換器、に
よれば、入力アナログ信号を変換してな、るディジタル
信号の値に応じて上記入力アナ巳ダ郷号に対する利得を
変炙るので、そのダイナミ、ンクレンジを精度良く効果
的に圧縮することが可、熊となる。従つ、：てＡ／Ｄ　
Ｋ換、器（符号器）が有する少々いピット：数の量子化
特坤を十分に活かしてダイナミックレンジの圧縮を行う
ことかで・きる。

しかも、その圧縮に関す、る・情報はディジタル信号自
ネが有するので、後、述する。ようにそのダイナミック
しく・ジの伸弓長処理をディジタルレベルでも或いはア
ナログレベルでも高精度に且つ容賜に行う仁とを可能と
する等の効果が奏せられる。しかも従来のものとは異っ
て、グイ、ナミ□ンクｖ２レエ縮処オ、おゆ６間−を殆
えｉ招くユとがなく、実用上絶大々る効果が奏せられる
。

次に上記の如くダイナミックレンジを圧縮して吐子化さ
れたディジタル信号を、ダイナミックレンジを伸張して
アナログ信号に復元する為の本発明に係る伸張型Ｄ／Ａ
変換器について説明する。

第１３図はこの伸張型Ｄ／Ａ変換器の概略構成を示すも
ので、ダイナミックレンジ圧縮されたディジタル信号Ｘ
１は復号器（Ｄ／Ａ変換器）２１に入力され、アナログ
信号ｘ１に変換されるようになっている。そして、この
アナログ信徒って振幅制御されたのち、出方アナログ信
号Ｘｄ　として出力される。一方、前記ディジタル信号
Ｘ１は、遅延回路２３を介して１標本化周期遅延された
のち、信号Ｙ１として振幅検出回路２４に入力され、前
記利得制御信号Ｙ２の生成に供せられている。この振幅
検出回路２４は前述した圧縮型Ａ／Ｄ　ｆ換器における
振幅検出回路１３と同様に、例えば第１１図に示す如く
構成されるものである。そして利得制御回路２２は、１
標化周期前までのディジタル信号Ｘ１よシ求められた利
得制御信号Ｙ２に従って、ディジタル信号ｘ１を変換し
てなるアナログ信号ｘ１の振幅を可変制御している。上
記利得制御信号Ｙ２は、ディジタル信号Ｘｉの値Ｙ１の
振幅が大きいときに犬なる利得を与え、且つ上記ディジ
タル信号Ｘ１の値Ｙ１の振幅が／トさいときに小なる利
得を与えるもので、これによってアナログ信号ｘ１のダ
イナミックレンジの伸暢を制御している。尚、前記遅延
回路２３は、利得制御信号Ｙ２に対して１標本化周期の
遅延を与えて利得制御回路２２にこれを出力するもので
あってもよい。即ち、遅延回路２３と振幅検出回路２４
とを入換えて伸張型Ｄ／Ａ変換器を構成してもよい。

このような伸張型Ｄ／Ａ変換器において、前述した如き
ダイナミックレンジ圧縮されたディジタル信号を元のダ
イナミックレンジに復元してアナログ信号化するには、
その入出力特性が前記圧縮１ｊｌ　Ａ／Ｄ変換器と逆の
関係であることが必要である。従って先ず、振幅検出回
路２４としては、前記振幅検出回路１３と全く同じもの
を用いればより０また利得制御回路２２に関しては、第
１４図に示すように利得値が逆に設定されるものを用い
ればよい。

即ち、第１４図に示す如く、演算増幅器等の反転増幅器
Ａの入出力端子間に帰還抵抗Ｒｆを設け、その入力端子
にスイッチＳ、、Ｓ２〜Ｓ。

を各別に介して大刀抵抗Ｒをそれぞれ設ける。

そしてこれらの大刀抵抗の値をビット対応させてＲ，２
Ｒ、４Ｒ〜１　ｚ　８　ＲＫ設定する。尚、スイッチ８
１１８２〜Ｓ、は前述したように利得制御信号ＹのＭＳ
ＢがらＬＳＢにかけてそれぞれビット対応して開閉制御
され−ることに云うまでもない。しかして、このように
構成された利得制御回路２２によれば、利得制御信号Ｙ
に従って定められる利得Ｇ′は として与えられる。ここで Ｒｆ＝　　１２８Ｒ と抵抗値を定めれば、上記第（７）式は前述した第１２
）式と同様にして Ｇ’＝Ｙ　　　　　・１曲・・・・・−・・・・曲・曲
・・・曲・・四　　（８１として表わすことができる。

かくしてこのように構成された利得制御回路２２と前記
振幅検出回路２４とを用いて第１３図に示す如く構成さ
れた伸唱型Ｄ／Ａ　Ｋ換器によれば、その入出力特性は
次のようになる。即ち、利得制御回路２２に与えられる
利得制御信号Ｙ２は Ｙ２　”（Ｘｉ＋ｅＤ）　ｚ として与えられ、これによって第（８２式に示されるよ
うにその利得Ｇが （）＝Ｙ２ として定められる。そして、Ｄ／Ａ変換器２Ｉを介して
変換され、利得制御回路２２を介して出力されるアナロ
グ信号ｘ’　ａｌは ＊’ａ　＝Ｑ（Ｘｉ）Ｘ’Ｇ＝Ｘ”、”４．　　′□、
’　□、’、’、　。

として示される。ここで（前記圧縮型Ａ／Ｄ変換器の出
力Ｘ。が、伸張ＷＤ／Ａ変換器の入力”Ａｊとして与え
られるものとすると Ｔｈｎ＝’ｅ、ｎ として示されることから、前記アナログ信号ｌｘ　（ｌ
は Ｘ、ｄ＝Ｑ　　’（Ｘ４）ｘ（Ｘ（１＋ｅｎ）ｚとなる
。このとき Ｑ　　（ＸＯ）＝Ｘ：ｏ・ であるから、 ！ａ＝’Ｘｏ、Ｘ（Ｘｏ＋’Ｂｎ）ｚｏ・−”ｒ−−−
−”−”ｔ９）となり、前記第（４）式の関係を導入し
てこれを整理すれば ユｘ（ｔ−”’）　　　・・・−ニー・−・−・−・・
−、Ｑ［ＩＯ となる。そして、上記量子化雑音ｎｑが無視できる＠度
に定やれば　　　、、。

ｘ、１．：＝ｘ とな９、ここに元のアナログ信号Ｘが正しく復元される
ことになる。このアナログ７信号（−元の伸張特性が前
記第１２図において（Ｘｄ、＝　Ｘ、１．、）レジスタ
ＲＧに所定のディジタル信号Ｙ。を加えるものとすると
、前記出力アナログ信号Ｘａは、これによ、つて次のよ
うに変化する。　　。

ｘｄ＝：’Ｘｏｘ（（Ｘｇ＋ｅｎ）Ｚ　　＋Ｙｏ）　　
　・・・・・・　　αＶこの式は前述した第（４）７式
に対応するものでヤニ。

そして、□処理対象とする信号がオーディオ信号である
場合には ′ｘ（１−ｋ） として近似され、更に Ｘａ’＝　Ｘ　ｉ　（Ｘｉ　＋Ｙｏ） として近似することができる。従って、この伸張型Ｄ／
Ａ変換器の入出力特性は第１２図に示されて明らかなよ
うに、前述した圧縮型Ａ／Ｄ　’＆換器の入出力特性と
全く逆の関係となる。

かくして上記構成の伸張Ｗ　Ｄ／Ａ　変換器によれ。

ば、ダイナミックレンジを圧縮して符号化されたディジ
タル信号を簡易にして精度良くそのダイナミックレンジ
を伸張してアナログ信号に復元することができる。しか
も、その伸張制御を、処理対象とするディジタル信号９
．値に応じてディジタル的に簡易に行うことができ圧縮
・伸張処理間におけるミストラッキングを極めて小さく
抑えることができる。従って、前述した圧縮型Ａ／Ｄ変
換器と協働して、ダイナミックレンジの広いアナログ信
号のディ、、ジタル処理インターフェースとして実用上
絶大なる効果が奏せられる。

ところで、前述した圧縮型Ａ／Ｄ　ｉ換器を介して振幅
圧縮されたディジタル信号については、次のようにして
ディジタルレベルで信号処理す張器の構成を示すもので
あシ、第１６図はディジタル圧縮器の構晟を示すもので
ある。　　　□ディジタル伸優器は、ディジタル信号一
対すル乗算器２５を 用い、手記ディジタル信号を遅延回路ツ柚介して入力す
る振幅検出器２４で求あられる利得制御信号ｙ２（−ｘ
ｏ）に従って係数処癲す為ように占構成される。このよ
うに構成されだデ　　　　。

イジタル伸ｉ器のディジタル乗算器２５が出力　　　　
　゛する≠イジタル信号の値をＸｄとし庭とき、その入
出力特性は　　　　□ Ｘ’ｒｌ　；Ｘｏ　Ｘ　（Ｘｏ　＋’ｅ　ｎ　）　Ｚと
して示され、所定の定数Ｙ。を考慮した場合には Ｘｄ＝＝　ＸｏＸ（（Ｘｏ＋ｅｎ）Ｚ　　＋　Ｙｏ　）
１ となる。従って、このようにして得られるディジクル信
号Ｘｄば、前述したものと同様にして表わせば、 とな９、その甘子化雑音ｎｑを無視できる程・度であれ
、ば、ディジタル信号Ｘｄは入力アナ、ログ信号Ｘに対
してリニアなものとなり、ここにディジタル信号の効果
的なダイナミックレンジの伸張がなされることになる。

かくして、このディジタル伸張器を用いて前記圧縮され
たディジタル信号をディジタル的に伸張すれば、そのデ
ィジタル信号を用いてミキシング環やエコー処理、更に
はイコライザ処理等を何ら不具合を生じることなしに行
い得る。

つｔｐ・ディジタル信号の値がリニアである為、・加減
痒処理や乗除算処理を無理なく行って所望とする信号処
理を確実に行うことが可能となる。

またこのようにして伸張されたディジタル信号は第１６
図に示すディジタル圧縮器により、元の圧縮形態の信号
に効果的にダイナミックレンジ圧Ｆ４ｄするこ、とρ五
でへる。即ち、利得調整□回路、と、り不ディ、ジ、！
、７ｐ乎器２６を用い、その出力を遅延−路２．３を介
して振・面検出回路２４に導いて上記ディ、ジタル眸算
器、２６に与えるｆｌｆ制御信号ぎ得るよう、にディン
チル圧縮器が構成される。上些制御信号は、前述した第
９図に示す回路と同様にして生成されるもので、その出
力ディジタル信号の値をＸとした場合、入力ディジタル
信号の値Ｘ。との間の関係は次のよう、になる。　　、
。

Ｘ　＝、　Ｘ　ｏ　（〆０＋ｅｎ、）、Ｚ　　　　・・
・・・・・・・・・・・・・・・・　　　（１３１また
前記定数Ｙ？を考慮した９１合にはＸ−＝、　　Ｘｏ（
（Ｘｑ＋１ｎ）Ｚ　　＋ＹＯ）となる。尚１．このディ
ジタル圧縮器の場合、出７ＩＸを遅延回路２３の出力と
して得ることも可能であり、このときの入出力特性は 、、Ｘ＝＝、”Ｙ。Ｚ、、、（、、Ｘｏ＋ｅｎ）　ＺＸ
　＝、　Ｘ＋）、Ｚ　　（（Ｘｏ＋ｌｉ３．、Ｊ　Ｚ、
、　　＋−Ｙｏ　）となる。かくして、その入出力特性
は前記したディ、ジタル伸張器の入出力！、性と全く逆
になシ、従ってディジタル処理によシその信号のダイナ
ミックレンジを圧縮するこ生ぞ工可能とな、る。

従って、本ディジタル圧些器に、より圧縮したディジタ
ル信号を、前記アナログまたはディジタル伸張器によシ
伸張すればディジタル信号のダイナミックレンジの圧縮
・伸張をミストラッキングなく高精度に行い得、実用上
絶大なる効果が奏せられる。

以上、本発明の一実施例につき説明したよう　。

に、本発明に係る圧縮型Ａ／Ｄ変換器、伸張型Ｄ／Ａ変
換器およびディジタル伸張・圧縮器によれば、オーディ
オ信号等のダイナミックレンジの広いアナログ信号をデ
ィジタル的に取扱う場合、そのダイナミックレンジを効
果的に圧縮し、これを再び伸張することができる。しか
もその　□・ディジタル信号の段階で適宜ダイナミック
レンジを伸張して所定の信号処理を実行したのち、呵び
ダイナミックレンジを圧縮することができる。また、こ
のような圧縮・伸張においてその精度が損われることが
ないので、信号品質を十□　分確保することができ、故
にオーディオ信号等を効果的にフィシタル処理すること
が可能となる。・　　： 高、本発明は、上記した実施Ｆｊにのみ限定され・るも
のではない。飼えば利得制御回路を第１７図に示すよう
に電圧制御型の増幅器ＶＣＡと、その制御電圧を可変す
るＤ／Ａ変換器とによって構成することもできる。この
場合、上記Ｄ／Ａ変換器に制御信号Ｙ２を与えるように
すればよく、その制御特性に応じて圧縮型、伸侶上のい
ずれにも設定可能である。また本文では述べてい外いが
、符号化する際の標本化は利得制御回路の′１つのシス
テムを連ねるものとして圧縮型Ａ／Ｄ′Ｒ換器、伸張型
、Ｄ／Ａ変換器、ディジタル（ＩＩ弓Ｑ・圧縮器につい
て説明したが、これらはその仕様に応じて個々に実施可
能なものであり、更にはそのξつかを組合せて実施する
ことも勿論可□ 能である。また前述した説明に訃いても簡単に述べたが
、遅延回路は、利得制御に対する信号タイミングをずら
すものであるから、躯１幅検出回路の後段に設けて、利
得制御信号を遅延させるようにする老ともできるＬ′更
に、伸張検出回路等の構成や、圧ＰＭ−’Ｍｌ張特性等
は、その仕様に応じて定めればよいものであることは云
うまで□もなら。ｉするに本発明はそ□の′妻ｉ番逸脱
しない範［Ｕで種々変形しヤ実施＋ること−ｉ＝できる
。

４、図面のｆ１４］単な説明　　　　　　　□第１図は
従来めダイナミックレンジ圧縮・伸張システムの構成図
、第２図はその圧縮・伸張特性を示す図、嬉３図は上記
圧縮特性を得る為のＡ／Ｄ変換器６入出力特性を示す図
、ｍ１４図は従来の改良されたグイナミツク訝ンジ圧縮
・伸張システムの構成図、第５図はその圧縮・伸張物柾
を示す図、第６図は一般的なディレタル型ミキシング回
路の構成図、第７図はディジタル型−・−回路の構晟因
、第８図（・）〜（・）はアナ・グ信号とディジタル信
舟との性質の′異４ｐを示す図、第９図乃至第１６図は
本発明の一実施例を示すもので、第９図は圧縮型’　Ａ
／Ｄ変換器の概略構成図、第１０図は利得制御回路の一
しリを示す構成図、第１１図は振幅検出回路の一列♀示
す構成図、第１２図は圧縮・伸張特性を示す図、第１．
３図は、伸張型Ｄ／’Ａ変換器の概略構成図、第１４図
は利得制御回路の一的を示す構成図、第１５図はディジ
タル伸張器の概略構成図、第１６図はディジタル圧縮器
の概略構成図、第１７図は利得制御回路の別の構成向を
示す図である。

ＩＩ・・・利得制御回路、１２・・・符号器（Ａ／Ｄ変
換器）、１３・・・振幅検出回路、Ｉ４・・・絶対値検
出回路、１５・・・遅延回路ストリング、１６・・・係
数器群、１７・・・ディジタル加算器、２Ｉ・・・復号
器（、Ｉ）／Ａ変換器）、・２２・・・利得制御回路、
２３・・・遅延回路、２４・・・振幅検出回路、２５・
・・ディ、ジタル乗算器、２６・・・ディジタル除算器
。

出願人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦第４図 り二 第７図 第８図 ？　　　　　□　　　　・ ＠１３図。

＠　１４．図　　　　。

第１５図 ′策１７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力したアナログ信号の振幅を利得制御信号に従つそ制
   御する利得制御回路と、この利得制御回路の出力アナロ
   グ信号を量子化して出力する符号器と、前記アナログ信
   号の振幅が小さいときに大なる利得を与え且つ前□記ア
   ナログ信号の振幅が大きいときに小なる利得を与える前
   記利得制御信号を前記符号器の羞子化出力が示す標本値
   系列の振幅に応じて得る振幅検出回路と釜具備したこと
   を特徴とする圧縮型〜′Ｄ変換器。