JPS5933111Y2 - 蓄積型火災感知器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はパルス駆動方式をとる蓄積型火災感知器に関す
る。

従来、この種の蓄積型火災感知器は、外来雑音やタバコ
の煙等による誤動作を防止するため、火災による物理的
変化量が例えば２０秒以上連続した場合にのみ作動する
という蓄積動作機能を有し、加えて感知器における消費
電流の低減を図るため、蓄積動作時間以下の所定周期、
例えば８秒間隔で物理的変化量を検知するという所謂パ
ルス駆動方式がとられている。

第１図は従来の蓄積型火災感知器の基本構成を散乱光式
を例にとって示したもので、１は受信機よりの回線に接
続されるダイオード・ブリッジ等を備えた整流回路、２
は電流制限機能を兼ね備えた定電圧回路、３は検煙部に
設けられた光源を駆動する光源駆動回路、４は光源駆動
回路３を間欠的に動作させる発振回路、５は検煙部に侵
入した煙に光源からの光が照射されたとき生ずる散乱光
を検出する受光増幅回路、６は受光増幅回路５の出力を
基準レベルと比較し基準レベル以上に達したとき反転動
作して出力を生ずる比較回路、７は比較回路６の動作回
数を計数し設定カウントに達したとき出力を生ずる計数
回路、８は計数回路７の出力により作動されて受信機へ
の発報信号を送出するスイッチング回路でなる回路構成
を有する。

このような蓄積型火災感知器も、一般の火災感知器と同
様に、受信機よりの感知器回線毎に複数台接続されて火
災報知設備を構成するものであるが、前記光源の駆動電
流は１００〜２００μｓｅｃの短時間ではあるが、数百
ｍＡの電流を消費し、この電流は感知器の台数に応じて
増えるため、光源の駆動により受信機が作動してしまう
場合がある。

そこで、各感知器には第１図に示すように内蔵電源とし
て用いられる比較的容量の大きなコンデンサＣ１を設け
、電源投入時には定電圧回路２による制限電流のもとに
抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１を充電し、光源駆動時
にはこのコンデンサＣ１の充電電荷から電流を供給する
ようにしている。

ところが、蓄積型火災感知器は蓄積動作を行なうため前
述の如く計数回路７を備えており、コンデンサＣ１と抵
抗Ｒ１で定まる時定数で計数回路７の各段の出力形態が
不定であることから場合によっては計数回路に出力を生
じ、スイッチング回路８が作動して誤報を生ずる恐れが
ある。

このため、従来の蓄積型火災感知器では、コンデンサＣ
２と抵抗Ｒ２でなる微分回路９を設け、上昇する電源電
圧の微分出力により計数回路７を強制的にリセットして
いる。

この微分回路９による計数回路７のリセットは、一般に
電源電圧の１７２以上のリセット電圧があれば十分可能
である。

第２図は電源投入後における計数回路７の電源電圧変化
■ｃと微分回路のリセット電圧■Ｒを示したもので、時
刻ｔ１で電源電圧を投入したとすると、電源電圧ｖｃは
抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１で定まる時定数で供給電源電
圧■ｃｃに向って充電され、この充電変化分がリセット
電圧■Ｒとして取り出され、斜線で示した過渡状態にて
計数回路７の強制リセットができる。

しかし、微分回路９によるリセットは次のような問題が
ある。

今、電源投入後の時刻ｔ２にて感知器が発報したとする
。

この発報によりスイッチング回路８は受信機よりの電源
供給回線を低インピーダンスに短絡して発報信号を送出
することとなり、このためコンデンサＣ１に対する給電
は行なわれなくなる。

すると、計数回路７等の作動によりコンデンサＣ１が放
電されることになる。

しかしながら計数回路７は相補型金属酸化膜半導体（以
下Ｃ−ＭＯ８という）で構成されているので、殆んど電
流を消費せず、全て放電するまでの時間Ｔは１０分以上
となる。

通常、感知器の復旧動作はコンデンサＣ１が完全に放電
される時刻ｔ４以前の時刻ｔ３で行なわれ、電源が再び
投入されることで電源電圧Ｖｃは再び上昇し１．この変
化はわずかなものであることから、このとき得られるリ
セット電圧■Ｒは計数回路７を強制的にリセットできる
値に達することができず、復旧後の電源再投入で計数回
路７が出力を生ずると誤報を発する恐れが依然として残
されている。

本考案は上述の状況に鑑みてなされたものであり、電源
投入および電源再投入時の過渡状態において計数回路を
確実にリセットするため、計数回路と発報信号を送出す
るスイッチング回路との間に所定の単パルスを発生する
単安定マルチバイブレークを設けた蓄積型火災感知器を
提供するものである。

以下に添付図面に基づいて本考案の実施例を説明する。

第３図は本考案の蓄積型火災感知器における計数回路部
を取出して示したもので、新たに単安定マルチバイブレ
ーク１０が設けられた他は、第１図に示した従来例と同
じ構成をとる。

すなわち、計数回路は４段スタティック型のシフトレジ
スタ１１．１２を縦続接続してなり、前段のシフトレジ
スタ１１のデータ端子りには比較回路よりの出力信号ｅ
１が入力され、第１カウントでビットフラグが立つ出力
端子Ｑ１を次段のシフトレジスタ１２のデータ端子りに
入力接続し、このシフトレジスタ１２の第４カウント出
力端子Ｑ４を単安定マルチバイブレークに接続したもの
である。

また、シフトレジスタ１１．１２のクロック端子ＣＫに
は、感知器のパルス駆動に同期して作られたクロックパ
ルスＣＬ１ 、ＣＬ２がシフトパルスとして印加されて
おり、このシフトパルスの立上りでシフトレジスタ１１
．１２に対しデータが読込まれる。

更に、シフトレジスタ１２のリセットはシフトレジスタ
１１のＱ１端子出力を反転するインバータ１３により行
なわれ、一方シフトレジスタ１１のリセットはシフトレ
ジスタ１２のＱ４端子出力を抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ
３で積分したリセット信号ｅ５をもって行なわれる。

次に単安定マルチバイブレータはインバータ１４゜１５
をコンデンサＣ４を介して縦続接続し、コンデンサＣ４
とインバータ１５との間に電源電圧を抵抗Ｒ４を介して
接続したものであり、シフトレジスタ１２のＱ４端子出
力によりトリガされて元の状態に復旧するまでの時間は
、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４との充電時定数により定ま
るが、この時定数は、電源投入時の電源電圧の充電時定
数、即ち第１図の従来例における抵抗Ｒ１とコンデンサ
Ｃ１で定まる時定数に等しいか、それ以下の値に設定さ
れている。

尚、抵抗Ｒ４に並列接続されたダイオードＤは、インバ
ータ１４が反転した場合、インバータ１５の入力電圧が
上昇するのを防止するものである。

第４図は電源電圧が正常なときに、比較回路より連続し
て比較出力ｅ１が４パルス得られたときの第３図の実施
例における各部の信号波形を示したもので、クロックパ
ルスＣＬ２はクロックパルスＣＬＩに対しわずかに遅れ
て立上り、クロックパルスＣＬＩの立上りで第１番目の
比較出力ｅ１がシフトレジスタ１１に読込まれると、そ
の出力端子ＱｌがＨレベルに転じ、引続くクロツクパル
スＣＬ２の立上りでシフトレジスタ１２に対する読込み
が行なわれる。

以下同様に比較出力ｅ１が得られる毎のクロックパルス
ＣＬ１ 、ＣＬ２によるデータ読込みで、各シフトレジ
スタ１１．１２のビットシフト動作が行なわれ、第４番
目の比較出力が読込まれるとシフトレジスタ１１．１２
の全ての出力端子がＨレベルとなり、単安定マルチバイ
ブレーク１０にトリガパルスを印加する。

単安定マルチバイブレーク１０は、シフトレジスタ１２
のＱ４端子出力がＬレベルのときは、インバータ１４の
出力ｅ２がＨレベルにおかれ、そのためインバータ１５
の入力ｅ３は常にＨレベルとなり、スイッチング回路に
対するインバータ出力ｅ４をＬレベルとしている。

シフトレジスタ１２のＱ４出力端子がＨレベルに転する
と、インバータ１４の出力ｅ２はＬレベルに反転し、こ
のためコンデンサＣ４を介してインバータ１５の入力ｅ
３もＬレベルに引き込まれる。

そのためインバータ１５の出力１５はＨレベルに転じ、
スイッチング回路に対し発報制御信号が送出される。

インバータ１４の出力がＬレベルにおかれると、コンデ
ンサＣ４は抵抗Ｒ４を介して充電され、所定の時間後に
インバータ１５の入力ｅ３をＨレベルに上昇させ、これ
によりインバータ出力ｅ４はＬレベルに戻される。

即ち、コンデンサＣ４の充電時間によりスイッチング回
路に送出するパルス幅τが定められるものである。

一方、カウンタ１１．１２のリセット動作をみると、比
較出力ｅ１の読込みによりシフトレジスタ１１のＱ１端
子出力がＨレベルに変ると、インバータ１３を介してシ
フトレジスタ１２のリセット状態が解除され、またシフ
トレジスタ１２のＱ４出力端子がＬレベルにある限りシ
フトレジスタ１１はリセット状態を解除されており、シ
フトレジスタ１２のＱ４出力端子がＨレベルに変ると抵
抗部とコンデンサＣ３による所定充電時間後にシフトレ
ジスタ１１がリセットされ、このリセットに応動してイ
ンバータ１３により次段のシフトレジスタ１２もリセッ
トされて初期状態に戻ることになる０ 次に、第３図の実施例を参照して、電源投入時および電
源再投入時における単安定マルチバイブレーク１０の動
作を説明する。

今仮りに、定常動作時の電源電圧が１２ボルト、Ｃ−Ｍ
ＯＳで構成されたシフトレジスタ１１．１２の動作点が
３ボルト、クロックパルスＣＬ１゜ＣＬ２を作り出す発
振回路の動作点が７．５ボルトであったものとする。

電源を投入すると、電源電圧■ｃは第２図のグラフに示
した如く所定の時定数で上昇し、３ボルトに達すると、
シフトレジスタ１１．１２及び単安定マルチバイブレー
ク１０が動作状態に入る。

このとき、発振回路は動作点にないことから、比較出力
ｅ１はＬレベルであり、またクロックパルスＣＬ１．Ｃ
Ｌ２は発生されていないので、データの読込みはなされ
ず各シフトレジスタ１１．１２の出力端子Ｑ１〜Ｑ４は
Ｌレベルとなる。

しかしながら、シフトレジスタ１１．１２は動作点到達
でＬ又はＨレベルが一義的に定まらないフリップフロッ
プを内蔵することから、シフトレジスタ１２のＱ４出力
端子が動作点到達でＨレベルとなる場合がある。

今仮りに、３ボルトの動作点到達でシフトレジスタ１２
のＱ４出力端子がＨレベルになったとすると、単安定マ
ルチバイブレーク１０のインバータ１４の出力ｅ２はＬ
レベルになる。

しかし、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４の時定数は電源時定
数に等しいか、それ以下の値であるため、インバータ１
５の入力ｅ３は略電源電圧となっており、インバータ１
５の入力ｅ３はＬレベルに引き込まれず、Ｈレベルに保
たれ、この結果インバータ１５の出力は電源投入時の過
渡状態にて常時Ｌレベルに保持され、誤報を生ずること
がない。

勿論、シフトレジスタ１２のＱ４出力端子が動作点到達
時にＬレベルであれば、インバータ１４の出力ｅ２はＨ
レベルであり、そのため電源電圧がインバータ１５の入
力ｅ３となることで、インバータ１５の出力ｅ４は常に
Ｌレベルにおかれる。

更に、電源電圧が上昇して発振回路の動作点である７、
５ボルトに達すると、シフトレジスタ１１゜１２に対し
クロックパルスが印加され、極煙部に煙がなければ比較
出力ｅ１が常にＬレベルとなっているので、インバータ
１３によってシフトレジスタ１２がリセットされ、その
出力端子Ｑ４がＬレベルにされるので、誤動作の恐れは
なくなり、正常な動作状態に移行できる。

また、感知器が発報することにより、電源電圧が序々に
低下し、その後の復旧で電源再投入が行なわれた場合、
シフトレジスタ１１．１２の動作点もしくは発振回路の
動作点以下に電源電圧が下っても、再投入による過渡状
態では前述の場合と同様にして単安定マルチバイブレー
タ１０の出力はＬレベルにおかれ、電源投入により誤報
を生ずることを確実に防止できる。

本考案の蓄積型火災感知器は以上説明したように、周期
的に基準レベルを越える信号を取り出す比較回路の出力
を計数して蓄積動作をもたらす計数回路と火災発報信号
を受信機に対して送出するスイッチング回路とのあいだ
に、感知器の電源時定数に等しいかそれ以下の特定数を
有する単安定マルチバイブレータを設けたことにより、
電源投入および復旧動作による電源再投入時の過渡状態
にて生ずる誤報を完全になくすことができ、蓄積型火災
感知器の信頼性をより一層高めることができたものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の蓄積型火災感知器をそのリセット用微分
回路と共に示したブロック図、第２図は第１図の従来例
における電源投入時の電源電圧とリセット電圧の変化を
示したグラフ図、第３図は本考案の一実施例を示した回
路図、第４図は第３図の実施例における各部の信号波形
を示したタイムチャート図である。 １・・・・・・整流回路、２・・・・・・定電圧回路、
３・・・・・・光源駆動回路、４・・・・・・発振回路
、５・・・・・・受光増幅回路、６・・・・・・比較回
路、７・・・・・・計数回路、８・・・・・・スイッチ
ング回路、９・・・・・・微分回路、１０・・・・・・
単安定マルチバイブレーク、１１．１２・・・・・・シ
フトレジスタ、１３．１４．１５・・・・・・インバー
タ、Ｒ１−Ｒ４・・・・・・抵抗、Ｃ１〜Ｃ４・・・・
・・コンデンサ。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 火災による物理的変化量を周期的に検出する検出回路と
   、該検出回路の出力が基準レベル以上に達したとき反転
   して出力を生ずる比較回路と、該比較回路の出力を計数
   する計数回路と、該計数回路の出力により受信機に対し
   発報信号を送出するスイッチング回路とを有する蓄積型
   火災感知器において、 前記計数回路とスイッチング回路との間に電源投入後の
   過渡状態においてスイッチング回路を強制的に非作動状
   態におく計数回路の電源電圧立上り時定数と同等以下の
   時定数を有する単安定マルチバイブレークを設けたこと
   を特徴とする蓄積型火災感知器。