JPS5932018B2

JPS5932018B2 - 搬送波再生回路

Info

Publication number: JPS5932018B2
Application number: JP52049866A
Authority: JP
Inventors: 誠鷲尾; 清三関
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 1977-05-02
Filing date: 1977-05-02
Publication date: 1984-08-06
Also published as: JPS53135560A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は多値搬送波ディジタル信号を同期検波する際に
必要な基準搬送波を再生する搬送波再生回路に関する。

（背景技術）振幅および位相の両方を変調して情報を伝送するＡＰＳ
Ｋ（振幅位相変調）方式においては種々の信号配置の方
法が検討されている。

第１図Ａに１例として４レベルＱＡＭ信号の信号配置を
示す。このような信号は同図Ｂに示す４相ＰＳＫ信号（
第１バス信号と呼ぶ）に同図Ｃに示す振幅が半分の４相
ＰＳＫ信号（第２バス信号と呼ぶ）が重畳していると考
えることができる。このように考えた時の各信号のベー
スバンドパルスの符号を同図のカツコ内に示す。但し、
カツコ内では第１バスの同相成分、第１バスの直交成分
、第２バスの同相成分、第２バスの直交成分の順に示し
てある。また、このように考えると、第２バス信号は一
種の干渉波であるとみなせるので、４相ＰＳＫ信号伝送
用搬送波再生回路を用いて基準搬送波を再生することが
できる。第２図に基準搬送波の再生方法として再変調比
較形のものを用いた場合の４レベルＱＡＭ信号復調回路
の一例を示す。

第２図において１は信号入力端子、２は４相位相検波器
、３ａ、３ｂは識別再生器、４は再変調器、５は位相比
較器、６はループフィルタ、Ｔは電圧制御発振器、８、
９、１０、１１はベースバンドパルス出力端子であり、
２、３ａ、４、５、６、Ｔの回路により再変調比較形搬
送波再生回路１２を構成している。この回路に第１図Ａ
に示す信号を受信すると前述したように第２パス信号は
一種の干渉波と考えられるので、位相同期ループは振幅
の大きな第１パス信号に位相同期し、４相位相検波器２
の出力には４値の同相成分および直交成分が得られる。
この検波出力は第１パスの同相成分および直交成分を識
別再生する機能を有する識別再生器３ａにより識別され
、出力端子８，９に再生パルスが出力される。また識別
再生器３ｂは上述の検波出力と第１パスの再生パルスを
用いて第２パスの同相成分および直交成分を識別再生す
る機能を有するものであり、出力端子１０，１１に再生
パルスが出力される。上述の説明から明らかなように位
相同期ループでは第１パスの再生４相ＰＳＫ信号と受信
の４レベルＱＡＭ信号との位相比較を行なつて電圧制御
発振器７の制御電圧を得ている。従つて、ｉ＝１〜４と
すると第１図Ａにおいて第１パスの４相ＰＳＫ信号と異
なる位相状態にあるＳｉ２およびＳｉ４信号により再生
搬送波のジツタとなる不要成分が生じる。例えば第３図
ａに示すような信号が受信された場合、符号［０」を１
，「１」を−１に対応するものとすると、第１パス信号
の同相成分と直交成分の再生出力１，，Ｑ１および第２
パス信号の同相成分と直交成分の再生出力１２，Ｑ２は
それぞれ同図Ｂ，ｃ，ｄ，ｅに示すようなパルス列とな
る。

ｆは位相比較器５の出力であり、再生した基準搬送波に
位相誤差がある場合を示している。位相比較出力は、平
均値である直流成分（図中破線で示す）と交流成分（正
および負のパルス）の和と考えられる。この内直流成分
は電圧制御発振器７を制御するのに必要な成分であり、
交流成分はその電力スペクトルの内、ループ雑音帯域（
ループフイルタ６の帯域）内にあるものは再生搬送波の
ジツタとして残留する不要成分である。Ｓｉｌ，Ｓｉ３
信号による交流成分は位相誤差が小さい時には小さくな
るが、Ｓｉ２，Ｓｉ４による交流成分は位相誤差が零の
ときでも同じレベルで生じる。従つて、第２図に示すよ
うな従来の４−相ＰＳＫ用搬送波再生回路をそのまま用
いるとＳｉ２，Ｓｉ４信号により再生搬送波のジツタが
増大し、誤り率が劣化してしまう。この再生搬送波のジ
ツタを低減する方法として受信信号から特定位相信号（
Ｓｉ２およびＳｉ４信号）を検出し、その検出信号によ
り位相比較器出力のうち特定位相信号の成分を除去する
方法が従来提案されている（例えば斉藤他、「振幅位相
変調波搬送波再生の一方式」昭和５１年度電子通信学会
通信部門全国大会腐３５９）。

この方法を適用した場合の位相比較出力をｇに示す。ｇ
から明らかなように従来の方法では特定位相信号による
位相比較出力の直流成分をも除去してしまうため、平均
値がｆに比べて小さくなる。すなわちループの利得が減
少するため定常位相誤差が増大するという欠点が生じる
。（発明の課題）従つて本発明は従来の技術の上記欠点を除去することを
目的とし、その特徴は特定位相信号の位相比較器出力の
うち直流成分（直流に近い成分）は通過させ、交流成分
のみを除去することにより、ループ利得を低下させるこ
となく再生搬送波のジツタを低減させるようにしたこと
にある。

以下図面により詳細に説明する。（発明の構成及び作用
）第４図は本発明による復調回路の第１の実施例であり、
第２図と同一の符号は同一のものを示し、１３は論理演
算回路、１４は直流成分のみを通すローパスフイルタ（
ＬＰＦ）、１５は交流成分のみを通すハイパスフイルタ
（ＨＰＦ）、１６は論理演算回路１３の出力信号で作動
する極性反転回路、１７は低周波成分のみを通すＬＰＦ
、１８は加算回路である。

論理演算回路１３は第１パスと第２パスの４系列の再生
パルスを入力とし、第１図Ａに示すＳｉｌ〜Ｓｉ４信号
のうちＳｉｌ信号とＳｉ３信号の時には「０」を出力し
、Ｓｉ２信号とＳｉ４信号に関して同じ信号が連続する
時には符号を変え、異なる信号が続く時には符号を変え
ずに出力する機能を有している。このような論理演算機
能を有する回路の一例を第５図に示す。第５図において
１９，２０，２１，２２はそれぞれ第１パスの同相成分
と直交成分、第２パスの同相成分と直交成分の再生パル
ス入力端子、２３ａ〜２３ｆは排他論理和回路、２４は
フリツプフロツプ、２５はアンド回路、２６は出力端子
である。この回路に４レベルＱＡＭ信号が入力されると
、第１図から明らかなようにＳｉｌとＳｉ３信号の場合
、排他論理和回路２３ｅの出力は常に「０」となるので
、アンド回路２５の出力端子２６には、排他論理和回路
２３ｆの出力の符号にかかわらず常に「０」が出力され
る。

一方Ｓｉ２とＳｉ４信号の場合には排他論理和回路２３
ｅの出力は常に「１」となるので、出力端子２６には排
他論理和回路２３ｆの出力がそのまま出力される。また
フリツプフロツプ２４の出力の符号は排他論理和回路２
３ｅの出力が［１］の時に符号が反転するので、Ｓｉ２
，Ｓｉ４信号が来た時には「０」と「１」を交互に繰返
すことになる。排他論理和回路２３ｄの出力はＳｉ２信
号の場合は常に［０」であり、Ｓｉ４信号の場合は常に
「１」である。従つて排他的論理和回路２３ｆの出力す
なわち出力端子２６の出力は、フリツプフロツプ２４の
初期値を「０」と仮定した場合、Ｓｉ２信号が続くと「
０１０１・・・・・・］となり、Ｓｉ４信号が続くとそ
の逆となり、また、Ｓｉ２信号Ｓｉ４信号が交互にくる
と「００・・・・・・」であり符号は変化しない。第３
図ｈに同図ａの信号系列の場合の論理演算回路１３の出
力符号を示す。第４図において位相比較器５の出力は２
分岐され、一方は直流成分のみを通す非常に狭帯域なＬ
ＰＦｌ４を通つて加算回路１８に供給される。他方の分
岐出力は交流成分のみを通すＨＰＦｌ５を通つて極性反
転回路１６に供給される。極性反転回路１６では論理演
算回路１３の出力が「１」の時のみ入力信号の極性を反
転し、その出力は低周波成分のみを通すＬＰＦｌ７を通
つて加算回路１８の他方の入力となる。加算回路１８の
出力は電圧制御発振器７に供給される。次に本実施例を
第３図ａに示す信号系列について説明する。

ＬＰＦｌ４の出力は位相比較出力の直流成分（平均値）
のみを通すので同図ｆにおいて破線で示すものであり、
ＨＰＦｌ５の出力は交流成分を通すので同図ｆにおいて
零レベルを破線のレベルにシフトした波形となる。従つ
て極性反転回路１６の出力は同図ｈに示す符号「１」の
時に極性が反転され同図１に示すような波形となり、特
定位相信号（Ｓｉ２，Ｓｉ４信号）に関する交流成分は
正および負のパルスを交互に繰返すいわゆるバイポーラ
波形となる。再生搬送波のジツタとなる雑音は同図１に
示す、交流成分の電力スペクトルのうちＬＰＦｌ７の帯
域を通過する成分でる。バイポーラ信号の電力スペクト
ルは周知のように低周波成分が小さいので、ＬＰＦｌ７
帯域を第２）図に示すループフイルタ６と同程度とすれ
ば非常に小さくなり、加算回路１８の出力の雑音電力は
ほぼＳｉ，，Ｓｉ３信号の交流成分によるものと同程度
に低減される。

ＬＰＦｌ４およびＬＰＦｌ７の帯域は狭ければ狭い程良
いが、狭くすると搬送波再生回路の同期引込みに時間を
要する等の問題が生じる。

そのためＬＰＦｌ４の帯域を可能な限り狭くし、ＬＰＦ
ｌ４とＬＰＦｌ７の合計の帯域が搬送波再生回路に要求
される同期引込み時間等の条件を満足するようにＬＰＦ
ｌ７の帯域を決める必要がある。またＨＰＦｌ５は可能
な限り直流以外の成分を通過できるように設計する必要
がある。以上説明したように本実施例では、特定位相信
号の位相比較器出力の交流成分がバイポーラ符号となる
ように操作することにより、ループの利得を低下させず
に再生搬送波のジツタを低減することができる。

第６図は本発明の第２の実施例をしめし、第４図の実施
例における論理演算回路１３の代りに特定位相信号の時
に「１」を出力する論理演算回路２７を、極性反転回路
１６の代りに論理演算回路２つの出力信号で作動するゲ
ート回路２８を置き換えたものでる。

論理演算回路２７は例えば第５図の排他論理和回路２３
ｂ，２３ｃ，２３ｅで構成することができ、前述の説明
から明らかなように特定位相信号Ｓｉ２，Ｓｉ４の時に
のみ「１」を送出する。ゲート回路２８は「１］が入力
されると信号を阻止する機能を有しており、特定位相信
号による位相比較出力の交流成分のみが除去されること
になる。ＬＰＦｌ４，ＨＰＦｌ５の出力は第４図の実施
例と同様であり、ゲート回路２８の出力は第３図ｊに示
すようにＳｉ，，Ｓｉ３信号の交流成分のみである。す
なわち、加算回路１８の出力の雑音電力は第３図ｊに示
す交流成分の電力スペクトルのうちＬＰＦｌ７の帯域を
通過する成分であるので、特定位相信号による再生搬送
波のジツタの増加は無い。従つて本実施例によれば第４
図の実帷例よりも簡単な論理演算回路で同様の効果が得
られる。第７図は本発明の第３の実施例であり、第２図
と同一符号は同一のものを示し、２９はＳｉ２信号の場
合には正の、Ｓｉ４信号の場合には負のパルスを送出す
る論理演算回路、３０は論理演算回路２９の出力パルス
に伝送路と等価な帯域制限を与えるＬＰＦ，３ｌは位相
比較器５の出力からＬＰＦ３Ｏの出力を適当なレベルで
減算する減算器である。

論理演算回路２９の１例を第８図に示す。第８図におい
て第５図と同一符号は同一のものを示し、３２は排他論
理和回路２３ｅの出力が「１］の時は排他論理和回路２
３ｄの出力をそのまま通過させ、「Ｏ」の時は阻止する
ゲート回路であり、３３は出力端子である。第４図で説
明したように、排他論理和回路２３ｅの出力はＳｉ２，
Ｓｉ４信号の時に「１」であり、また排他論理和回路２
３ｄの出力はＳｉ２信号の時は「０」であり、Ｓｉ４信
号の時は「１」である。「Ｏ」を１，「１」を−１に対
応させると出力端子３３からＳｉ２信号の場合は正の、
Ｓｉ４信号の場合は負のパルスが送出され、他の場合は
零となる。このような機能を有する論理演算回路２９の
出力をＬＰＦ３Ｏに通すと、その出力パルスは特定位相
信号の位相比較出力の交流分と同一のパルス列となるの
で、減算器３１の出力には特定位相信号の交流分は含ま
れない。従つて位相比較出力は第６図の実帷例と同様で
あり第３図ｊの如くなる。本実施例は、第４図および第
６図の実施例のように位相比較器５の出力を直流成分と
交流成分に分離する必要がないので、分離の際の不完全
性によるジツタ成分の残留が無く、より有効な方法であ
る。また、ＬＰＦ３Ｏは減算すべき２つのパルスの波形
をそろえるためのものであるので、ジツタが多少増加し
ても良い場合には用いなくてもよい。以上説明したよう
に本発明は位相比較器出力のうち特定位相信号による出
力の交流成分のみを除去するので、ループ利得を低下さ
せることなく再生搬送波のジツタを小さくすることがで
きる。

なお、実施例では４レベルＱＡＭ（１６値）信号につい
て述べたが、１６値以上の多値信号或は他の信号配置（
例えば８相ＰＳＫ等）に対しても適用可能である。また
搬送波再生回路についても実施例で述べた再変調比較形
に限らず逆変調等の一搬の搬送波再生回路に広く適用で
きる。このように、本発明は非常に有効な多値搬送波デ
イジタル信号用搬送波再生回路を提供するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は４レベルＱＡＭ信号のベクトル図、第２図は従
来の４レベルＱＡＭ信号復調回路のプロツク図、第３図
は搬送波再生回路におけるタイムチヤート、第４図は本
発明による復調回路の第１の実施例のプロツク図、第５
図は第４図の実施例の論理演算回路の具体例を示す図、
第６図は本発明の第２の実施例のプロツク図、第７図は
本発明の第３の実施例、第８図は第７図の実施例の論理
演算回路の具体例を示す図。１・・・・・・信号入力端子、２・・・・・・４相位相
検波器、３ａ，３ｂ・・・・・・識別再生器、４・・・
・・・再変調器、５・・・・・・位相比較器、６・・・
・・・ループフイルタ、７・・・・・・電圧制御発振器
、８〜１１，２６，３３・・・・・・パルス出力端子、
１２・・・・・・位相同期回路、１３，２７，２９・・
・・・・論理演算回路、１４，１７，３０・・・・・・
ＬＰＦ、１５・・・・・・ＨＰＦ、１６・・・・・・極
性反転回路、１８・・・・・・加算回路、１９〜２２・
・・・・・パルス入力端子、２３ａ〜２３ｆ・・・・・
・ＥＸ−０Ｒ回路、２４・・・・・・フリツプフロツプ
、２５・・・・・・ＡＮＤ回路、２８，３２・・・・・
・ゲート回路、３１・・・・・・減算回路、３８・・・
・・・差分論理変換回路。

Claims

【特許請求の範囲】１多値搬送波ディジタル信号を同期検波するための基
準搬送波再生回路において、位相比較器出力のうち特定
位相信号による出力について直流成分のみを通過させ、
他の成分を除去することにより、再生搬送波のジッタを
低減させることを特徴とする搬送波再生回路。２位相比較器出力を直流成分と交流成分に分離し、交
流成分のうち特定位相信号による成分の極性が交互に反
転するようにした後に低域フィルターで低周波成分のみ
を取り出し上記直流成分と加算することを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の搬送波再生回路。３位相比較器出力を直流成分と交流成分に分離し、交
流成分のうち特定位相信号による成分を除去した後に低
域フィルターで低周波成分のみを取り出し上記直流成分
と加算することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の搬送波再生回路。４位相比較器出力のうち特定位相信号による出力から
その位相状態に対応して一定振幅の正または負のパルス
を、必要に応じて伝送路と等価な帯域制限を与える低域
フィルターを通した後に減算することを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の搬送波再生回路。