JPS5912063B2 - 搬送波デイジタル信号受信回路 - Google Patents
搬送波デイジタル信号受信回路Info
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- JPS5912063B2 JPS5912063B2 JP50063031A JP6303175A JPS5912063B2 JP S5912063 B2 JPS5912063 B2 JP S5912063B2 JP 50063031 A JP50063031 A JP 50063031A JP 6303175 A JP6303175 A JP 6303175A JP S5912063 B2 JPS5912063 B2 JP S5912063B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、簡易な回路構成と安定な動作特性を有する多
値ディジタル信号用の搬送波ディジタル信号受信回路に
関するものである。
値ディジタル信号用の搬送波ディジタル信号受信回路に
関するものである。
多値信号を復調する方法として、重畳変調原理２５に基
づいた多相多値変復調方式により比較的簡単な回路構成
の搬送波ディジタル信号受信装置（特願昭４９−１０５
６０７号参照）が提案されている。
づいた多相多値変復調方式により比較的簡単な回路構成
の搬送波ディジタル信号受信装置（特願昭４９−１０５
６０７号参照）が提案されている。
この搬送波ディジタル信号受信装置は、第１図に示すよ
うに、４相位相検波回路１、識別再生３０回路２、再変
調回路３、位相比較回路４、電圧制御発振器５から構成
されるいわゆる再変調比較形搬送波同期回路ｓに減算回
路６及び４相位相復調回路Ｔを付加した構成をとつてい
る。この動作を第２図に示した１６値ＱＡＭ信号の場合
について３５説明する。まず、信号入力端子８へ入力さ
れたｌ６ｆａＱＡＭ信号は再変調比較形搬送波同期回路
ｓで復調され、再生変調回路３から第２図の実線で示し
た変調信号ベクトルが出力され、この信号に対応する再
生ベースバンドパルスが再生信号出力端子９，１０から
出力される。
うに、４相位相検波回路１、識別再生３０回路２、再変
調回路３、位相比較回路４、電圧制御発振器５から構成
されるいわゆる再変調比較形搬送波同期回路ｓに減算回
路６及び４相位相復調回路Ｔを付加した構成をとつてい
る。この動作を第２図に示した１６値ＱＡＭ信号の場合
について３５説明する。まず、信号入力端子８へ入力さ
れたｌ６ｆａＱＡＭ信号は再変調比較形搬送波同期回路
ｓで復調され、再生変調回路３から第２図の実線で示し
た変調信号ベクトルが出力され、この信号に対応する再
生ベースバンドパルスが再生信号出力端子９，１０から
出力される。
次に、減算回路６において再生変調回路３からの変調信
号ベクトルは、受信信号ベクトルから再生された信号ベ
クトルとベクトル的に減算され、この減算回路６から第
２図の点線で示した信号ベクトルが出力される。従つて
、この信号ベクトルを４相位相復調回路７で再生すれば
、再生信号端子１１，１２から再生符号列が出力される
。この搬送波デイジタル信号受信装置は、従来の多値信
号受信回路に比べて飛躍的に回路が簡単になるという特
徴はあるが、ベクトル的な減算操作を行うために、位相
や振幅の調整・制御を厳密に行わなければならず、また
温度変動等の周囲の条件の変動に対して不安定であると
いう欠点があり、更に、４相位相復調回路を２台使わな
ければならないために、この点で回路をさらに簡易化す
ることが望まれていた。
号ベクトルは、受信信号ベクトルから再生された信号ベ
クトルとベクトル的に減算され、この減算回路６から第
２図の点線で示した信号ベクトルが出力される。従つて
、この信号ベクトルを４相位相復調回路７で再生すれば
、再生信号端子１１，１２から再生符号列が出力される
。この搬送波デイジタル信号受信装置は、従来の多値信
号受信回路に比べて飛躍的に回路が簡単になるという特
徴はあるが、ベクトル的な減算操作を行うために、位相
や振幅の調整・制御を厳密に行わなければならず、また
温度変動等の周囲の条件の変動に対して不安定であると
いう欠点があり、更に、４相位相復調回路を２台使わな
ければならないために、この点で回路をさらに簡易化す
ることが望まれていた。
本発明は、上記従来例の欠点を除去するために、再変調
比較形（あるいは逆変調形）搬送波同期回路に４相位相
復調器及び和分（又は差分）論理回路を付加して、より
簡単な構成で多値信号の安定な復調再生動作が得られる
ように考慮された搬送波デイジタル信号受信回路を提供
するものであり、また、この回路を４値以上の多値信号
の復調再生回路として用いた場合に大きな効果が期待で
きるように購成したものである。
比較形（あるいは逆変調形）搬送波同期回路に４相位相
復調器及び和分（又は差分）論理回路を付加して、より
簡単な構成で多値信号の安定な復調再生動作が得られる
ように考慮された搬送波デイジタル信号受信回路を提供
するものであり、また、この回路を４値以上の多値信号
の復調再生回路として用いた場合に大きな効果が期待で
きるように購成したものである。
以下、図面により実施例を詳細に説明する。第３図は、
本発明の実施例を示したもので、１０１は信号入力端子
、１０２は４相位相検波回路、１０３は識別再生回路、
１０４は再変調回路、１０５は位相比較回路、１０６は
電圧制御発振器、１０７，１０８は信号出力端子であり
、１０２〜１０６の回路により再変調比較形搬送波同期
回路Ｓを構成する。
本発明の実施例を示したもので、１０１は信号入力端子
、１０２は４相位相検波回路、１０３は識別再生回路、
１０４は再変調回路、１０５は位相比較回路、１０６は
電圧制御発振器、１０７，１０８は信号出力端子であり
、１０２〜１０６の回路により再変調比較形搬送波同期
回路Ｓを構成する。
また、１０９，１１０は位相検波回路、１１１は識別再
生回路、１１２は和分（又は差分）論理回路、１１３は
π／２移相器、１１４，１１５は信号出力端子である。
なお、位相検波回路１０９，１１０及びπ／２移相器１
１３は４相位相検波回路と考えてもよい。次に、この実
施例の動作を説明する。
生回路、１１２は和分（又は差分）論理回路、１１３は
π／２移相器、１１４，１１５は信号出力端子である。
なお、位相検波回路１０９，１１０及びπ／２移相器１
１３は４相位相検波回路と考えてもよい。次に、この実
施例の動作を説明する。
いま、信号入力端子１０１の１６値ＱＡＭ信号Ｒ（ｔ）
を以下のように表わす。
を以下のように表わす。
Ｒ（ｔ）：Ａｌｓｉｎ（ωｔ＋θ１）＋Ａ２ｓｉｎ（ω
ｔ＋θ２）ここで第１項は第２図において実線で示した
ベクトルを、第２項は点線で示したベクトルを表わして
おり、ωは搬送波角周波数、θ１，θ２は変調位相であ
る。
ｔ＋θ２）ここで第１項は第２図において実線で示した
ベクトルを、第２項は点線で示したベクトルを表わして
おり、ωは搬送波角周波数、θ１，θ２は変調位相であ
る。
従つて、θ１，θ２はπ／４，３π／４，一３π／４，
−π／４のいずれかをとり、かつＡ１〉Ａ２であること
は明らかである。次に電圧制御発振器１０６の４相位相
検波回路１０２への入力ｒ（ｔ）を下記のように表わす
。
−π／４のいずれかをとり、かつＡ１〉Ａ２であること
は明らかである。次に電圧制御発振器１０６の４相位相
検波回路１０２への入力ｒ（ｔ）を下記のように表わす
。
ｒ（ｔ）−：Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋ψ）ここでψは引込位
相を表わす。
相を表わす。
４相位相検波回路１０２ではｒ（ｔ）と直交するｒ′（
ｔ）＝Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋ψ−π／２）を新たに作り、
更にＲ（ｔ）・ｒ（ｔ）及びＲ（ｔ）・ｒ′（ｔ）の低
周波成分により互に直交する位相検波出力を得る。
ｔ）＝Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋ψ−π／２）を新たに作り、
更にＲ（ｔ）・ｒ（ｔ）及びＲ（ｔ）・ｒ′（ｔ）の低
周波成分により互に直交する位相検波出力を得る。
従つて、
ここで？は低周波成分をとることを意味する。
いま、Ｒ（ｔ）・ｒ（ｔ）をＣｈｌ、Ｒ（ｔ）・〆（ｔ
）をＣｈ２に対応させ、これらの値が正ならば「Ｏ」、
負ならば「１」とするとＡ１〉Ａ２を考慮するならば識
別再生回路１０３の出力として、出力端子１０７，１０
８にはθ２には無関係にθ１とψの組み合わせに応じて
表１のような出力が得られる。このとき引込み位相ψの
状態により、出力端子１０７，１０８に得られる信号は
異なるが、差動位相変調方式を用いれば４つの引込み位
相のいずれをとつても、出力端子１０７，１０８の出力
には誤りを生じないことは明らかである。一方、電圧制
御発振器出力の再変調回路１０４の入力端における位相
をＶ（ｔ）＝Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋ψ） と表わすものとする。
）をＣｈ２に対応させ、これらの値が正ならば「Ｏ」、
負ならば「１」とするとＡ１〉Ａ２を考慮するならば識
別再生回路１０３の出力として、出力端子１０７，１０
８にはθ２には無関係にθ１とψの組み合わせに応じて
表１のような出力が得られる。このとき引込み位相ψの
状態により、出力端子１０７，１０８に得られる信号は
異なるが、差動位相変調方式を用いれば４つの引込み位
相のいずれをとつても、出力端子１０７，１０８の出力
には誤りを生じないことは明らかである。一方、電圧制
御発振器出力の再変調回路１０４の入力端における位相
をＶ（ｔ）＝Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋ψ） と表わすものとする。
ｔ）は再変調回路１０４において、識別再生回路１０３
からの２つのベースバンド出力によつて４相位相変調さ
れ、第２図において実線で示した４つの変調ベクトルの
いずれか１つが再変調回路の出力Ｍ（ｔ）として得られ
る。Ｍ（ｔ）＝Ａ３ｓｉｎ｛ωｔ＋φ＋（θ１＋ψ）｝
しかるに、φ，ψは共に電圧制御発振器の位相であるか
らφ＋ψ＝Δθ（―定） 従つて Ｍ（ｔ：Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋θ１＋Δθ）と表わされる
。
からの２つのベースバンド出力によつて４相位相変調さ
れ、第２図において実線で示した４つの変調ベクトルの
いずれか１つが再変調回路の出力Ｍ（ｔ）として得られ
る。Ｍ（ｔ）＝Ａ３ｓｉｎ｛ωｔ＋φ＋（θ１＋ψ）｝
しかるに、φ，ψは共に電圧制御発振器の位相であるか
らφ＋ψ＝Δθ（―定） 従つて Ｍ（ｔ：Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋θ１＋Δθ）と表わされる
。
第３図の結線から明かなようにＭ（ｔ）は位相検波回路
１０９，１１０の基準搬送波として用いられる。すなわ
ち、位相検波回路１０９では端子１０１からの受信入力
信号Ｒ（０とＭ（ｔ）の積の低周波成分を得る。一方、
位相検波回路１１０ではＭ（ｔ）の位相をπ／２だけ移
相された後、Ｒ（Ｔｋの積をとるのでその低周波出力は
以下のようになる。
１０９，１１０の基準搬送波として用いられる。すなわ
ち、位相検波回路１０９では端子１０１からの受信入力
信号Ｒ（０とＭ（ｔ）の積の低周波成分を得る。一方、
位相検波回路１１０ではＭ（ｔ）の位相をπ／２だけ移
相された後、Ｒ（Ｔｋの積をとるのでその低周波出力は
以下のようになる。
ここで
Ｍ′（ト）二Ａ３ｓｉｎ（ωｔ＋θ１＋Δθ一π／２）
である。
である。
いま、Ｒ（ｔ）・Ｖ（ｔ）をＣｄ３にＲ（ｔ）・Ｍ（ｔ
）をＣｄ４に対応させ、かつΔθ＝φ＋９：２ｍπ＋π
／４（ｍ：整数）に選定すると、θ１，θ２の組み合わ
せにより表２の出力が得られる。
）をＣｄ４に対応させ、かつΔθ＝φ＋９：２ｍπ＋π
／４（ｍ：整数）に選定すると、θ１，θ２の組み合わ
せにより表２の出力が得られる。
そこで、ｋ１より大きい場合を「０」、小さい場合を「
１」に対応させると表２は表３のように表わされる。
１」に対応させると表２は表３のように表わされる。
この対応は識別回路１１１により行うものである。一方
、対応のさせ方を逆にし、Ｒ（ｔ）・ Ｍ（ｔ）をＣｈ
３’にＲ（ｔ）・ Ｍ（ｔ）をＣｈ４’に対応させるも
のとすると表３は表４のようになる。
、対応のさせ方を逆にし、Ｒ（ｔ）・ Ｍ（ｔ）をＣｈ
３’にＲ（ｔ）・ Ｍ（ｔ）をＣｈ４’に対応させるも
のとすると表３は表４のようになる。
第４図に表４のθ１＝π／４のときの様子を示す。
以上のことから第２図において点線で示した４相ＰＳｋ
信号の位相θ２に対応する識別再生回路１１１のペース
パンド出力信号の組み合わせは第２図において実線で示
した４相ＰＳＫ信号の位相θ１ により大きく異なるこ
とがわかる。しカルながら第３及び第４表に示した引込
み位相によるパルス出力の組み合わせの違い方は、通常
のグレイ符号則に基づいたものであるので、端子ＩＯＴ
，ｌＯ８の分岐出力と再生回路１１１の出力との間で、
法４の和分（又は差分）論理演算を論理回路１１２で行
えば、端子１１４，１１５の引込み位相によらない再生
出力を得ることができる。 ＊すなわち、これは以下の
ように説明できる。いま、（０，０），（０，１），（
１，１），（１，０）の組み合わせに対し、それぞれベ
クトル０，１，２，３に対応させるものとする。さて、
引込位相ψがψ＝０のときθ１のπ／４，３π／４，−
３π／４，−π／４の各相に対するＣｈｌ，ｃｈｆ出力
は表２より、１，２，３，０となる。一方表３から明ら
かなようにθ１とθ２の組み合わせに対するＣｈ３’，
Ｃｈ４’の出力は下記に示す式の左辺の第１項のように
なるので、Ｃｈｌ，ｃｈ２の出力である下記に示す式の
左辺第２項との間で法４の減算を行うとθ１の位相にか
かわらずθ２の出力は同じとなる。また、位相検波回路
１０９の出力をＣｈｌに位相検波回路１１０の出力をＣ
ｈ４’に対応された時は識別再生回路１１１の出力は表
４のようになるため、このときはＣｈｌ，ｃｈ２の出力
と法４の加算を行えばθ２の出力はθＩＫよらず一定と
なることがわかる。
信号の位相θ２に対応する識別再生回路１１１のペース
パンド出力信号の組み合わせは第２図において実線で示
した４相ＰＳＫ信号の位相θ１ により大きく異なるこ
とがわかる。しカルながら第３及び第４表に示した引込
み位相によるパルス出力の組み合わせの違い方は、通常
のグレイ符号則に基づいたものであるので、端子ＩＯＴ
，ｌＯ８の分岐出力と再生回路１１１の出力との間で、
法４の和分（又は差分）論理演算を論理回路１１２で行
えば、端子１１４，１１５の引込み位相によらない再生
出力を得ることができる。 ＊すなわち、これは以下の
ように説明できる。いま、（０，０），（０，１），（
１，１），（１，０）の組み合わせに対し、それぞれベ
クトル０，１，２，３に対応させるものとする。さて、
引込位相ψがψ＝０のときθ１のπ／４，３π／４，−
３π／４，−π／４の各相に対するＣｈｌ，ｃｈｆ出力
は表２より、１，２，３，０となる。一方表３から明ら
かなようにθ１とθ２の組み合わせに対するＣｈ３’，
Ｃｈ４’の出力は下記に示す式の左辺の第１項のように
なるので、Ｃｈｌ，ｃｈ２の出力である下記に示す式の
左辺第２項との間で法４の減算を行うとθ１の位相にか
かわらずθ２の出力は同じとなる。また、位相検波回路
１０９の出力をＣｈｌに位相検波回路１１０の出力をＣ
ｈ４’に対応された時は識別再生回路１１１の出力は表
４のようになるため、このときはＣｈｌ，ｃｈ２の出力
と法４の加算を行えばθ２の出力はθＩＫよらず一定と
なることがわかる。
上記の説明は引込み位相がψ＝０の場合であるが、ψが
他の位相をとつた場合にも同様に説明できることは明ら
かである。
他の位相をとつた場合にも同様に説明できることは明ら
かである。
このときθ２ の出力はψの位相によつて異なるが前述
したように差動位相変調方式を用いることにより、引込
み位相ψの状態に無関係に正しい出力を得ることができ
る。以上のように、この実施例は、再変調比較形搬送波
同期回路ｓを用いて説明したが、逆変調形搬送波同期回
路を用いても同様な作用を行うことができる。即ち、第
５図は、本発明の他の実施例を示したもので、第３図と
同一符号のものは同一のものを示しているが、この実施
例では、４相位相検波回路１０２、識別再生回路１０３
、位相比較回路１０５、電圧制御発振器１０６、及び逆
変調器１１６によつて従来からよく知られている逆変調
形搬送回路Ｒが構成され、これに４相位相復調回路ＩＩ
Ｔ及び４相位相検波回路１０２が接続され→ている。
したように差動位相変調方式を用いることにより、引込
み位相ψの状態に無関係に正しい出力を得ることができ
る。以上のように、この実施例は、再変調比較形搬送波
同期回路ｓを用いて説明したが、逆変調形搬送波同期回
路を用いても同様な作用を行うことができる。即ち、第
５図は、本発明の他の実施例を示したもので、第３図と
同一符号のものは同一のものを示しているが、この実施
例では、４相位相検波回路１０２、識別再生回路１０３
、位相比較回路１０５、電圧制御発振器１０６、及び逆
変調器１１６によつて従来からよく知られている逆変調
形搬送回路Ｒが構成され、これに４相位相復調回路ＩＩ
Ｔ及び４相位相検波回路１０２が接続され→ている。
− この動作原理を以下に説明する。
端子１０１からの入力信号は電圧制御発振器１０６から
の基準搬迭波により位相検波、識別され、第３図と同じ
く端子ＩＯＴ，ｌＯ８には第２図に実線で示した４相Ｐ
ＳＫ信号に対応するベースバンドパルスが再生される。
一方、このベースバンドパルスにより、入力信号を逆変
調器１１６によつて逆変調すると、その出力Ｒ’（ｔ）
はとなる。
の基準搬迭波により位相検波、識別され、第３図と同じ
く端子ＩＯＴ，ｌＯ８には第２図に実線で示した４相Ｐ
ＳＫ信号に対応するベースバンドパルスが再生される。
一方、このベースバンドパルスにより、入力信号を逆変
調器１１６によつて逆変調すると、その出力Ｒ’（ｔ）
はとなる。
従・つて、これを電圧制御発振器の出力Ａ３ｓｉｎ（ω
ｔ＋φ）で位相検波回路１１？ＶＣおいて検波坤すると
、その同，相直交成分はそれぞれ及び となり、これは再変調回路形式における位相検波回路１
１１の出力Ｐｌ，Ｐ２と相等しい。
ｔ＋φ）で位相検波回路１１？ＶＣおいて検波坤すると
、その同，相直交成分はそれぞれ及び となり、これは再変調回路形式における位相検波回路１
１１の出力Ｐｌ，Ｐ２と相等しい。
従つて、これを端子ＩＯＴ，ｌＯ８に得られる信号によ
り回路１１２で法４の加算（又は減算）を行えば、端子
１１４，１１５に第２図の点線で示した４相ＰＳＫ信号
のベースバンド出力が得られる。なお、これらの実施例
では１６値ＱＡＭ信号の場合について説明したが、変調
器と論理回路や検波回路を加えることによつて、さらに
多レペルの信号の受信回路として用いることができるこ
とは云うまでもない。以上説明したように、本発明によ
れば、ベクトル減算回路等を有していないために調整が
容易で、かつ安全性に優れており、回路構成も簡単であ
るので、４以上のレペルを有する多値信号の受信回路と
して用いれば、信頼性、経済性、動作特性で大きな効果
を期待することができるなど、本発明は非常に有用性の
ある搬送波デイジタル信号受信回路を提供することがで
きる。
り回路１１２で法４の加算（又は減算）を行えば、端子
１１４，１１５に第２図の点線で示した４相ＰＳＫ信号
のベースバンド出力が得られる。なお、これらの実施例
では１６値ＱＡＭ信号の場合について説明したが、変調
器と論理回路や検波回路を加えることによつて、さらに
多レペルの信号の受信回路として用いることができるこ
とは云うまでもない。以上説明したように、本発明によ
れば、ベクトル減算回路等を有していないために調整が
容易で、かつ安全性に優れており、回路構成も簡単であ
るので、４以上のレペルを有する多値信号の受信回路と
して用いれば、信頼性、経済性、動作特性で大きな効果
を期待することができるなど、本発明は非常に有用性の
ある搬送波デイジタル信号受信回路を提供することがで
きる。
第１図は、重畳変復調原理を用いた受信回路の構成図で
あり、第２図は、１６値ＱＡＭ信号のベクトル配置図で
あり、第３図は、本発明の実施例のプロツク図であり、
第４図は、受信信号と検波基準位相及び判定レベルの関
係を示す概念図であり、第５図は、本発明の他の実施例
のブロツク図である。 １０１・・・・・・信号入力端子、１０２・・・・・・
４相位相検波回路、１０３・・・・・・識別再生回路
、１０４・・・・・・再変調回路、１０５・・・・・・
位相比較回路、１０６・・・・・・電圧制御発振器、１
０Ｔ，１０８・・・・・噛号出力端子、１０９，１１０
・・・・・・位相検波回路、１１１・・・・・・識別再
生回路、１１２・・・・・・和分（又は差分）論理回路
、１１３・・・・・・π／２移相器、１１４，１１５・
・・・・・信号出力端子、１１６・・・・・・逆変調器
、ＩＩＴ・・・・・・ ４相位相復調回路、Ｓ ・・・
・・・再変調比較形搬送波同期回路、Ｒ・・・・・・逆
変調形搬送波同期回路。
あり、第２図は、１６値ＱＡＭ信号のベクトル配置図で
あり、第３図は、本発明の実施例のプロツク図であり、
第４図は、受信信号と検波基準位相及び判定レベルの関
係を示す概念図であり、第５図は、本発明の他の実施例
のブロツク図である。 １０１・・・・・・信号入力端子、１０２・・・・・・
４相位相検波回路、１０３・・・・・・識別再生回路
、１０４・・・・・・再変調回路、１０５・・・・・・
位相比較回路、１０６・・・・・・電圧制御発振器、１
０Ｔ，１０８・・・・・噛号出力端子、１０９，１１０
・・・・・・位相検波回路、１１１・・・・・・識別再
生回路、１１２・・・・・・和分（又は差分）論理回路
、１１３・・・・・・π／２移相器、１１４，１１５・
・・・・・信号出力端子、１１６・・・・・・逆変調器
、ＩＩＴ・・・・・・ ４相位相復調回路、Ｓ ・・・
・・・再変調比較形搬送波同期回路、Ｒ・・・・・・逆
変調形搬送波同期回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を検波する第１の４相位相検波回路と、該
第１の４相位相検波回路の出力を織別再生する第１の識
別再生回路と、該第１の識別再生回路の出力で入力信号
を再変調する再変調回路と、前記入力信号と前記再変調
回路の出力の位相を比較する位相比較回路と、該位相比
較回路の出力で周波数を制御する電圧制御発振器とから
なり、該電圧制御発振器の出力により前記４相位相検波
回路で入力信号を検波すると共に、前記再変調回路で識
別再生回路の出力を用いて該入力信号を再変調する再変
調比較形搬送波同期回路と、該再変調比較形搬送波同期
回路の出力を検波する第２の４相位相検波回路と、該第
２の４相検波回路の出力を識別再生するための前記第１
の識別再生回路と異なる判定レベルを有する第２の識別
再生回路と、前記第１の識別再生回路の出力と前記第２
の識別再生回路の出力との間で法４の和算又は減算の論
理演算を行う論理回路とからなり、前記第１の識別再生
回路の出力端子からベースバンドパルスが出力され、前
記論理演算回路の出力端子から再生符号列が出力される
搬送波ディジタル信号受信回路。 ２ 入力信号を検波する４相位相検波回路と、該４相位
相検波回路の出力を識別再生する識別再生回路と、該識
別再生回路の出力で入力信号を逆変調する逆変調器と、
該逆変調器の出力と電圧制御発振器の出力の位相を比較
し、出力で前記電圧制御発振器の出力を制御する位相比
較回路とからなり、前記電圧制御発振器の出力により前
記４相位相検波回路で入力信号を検波する逆変調形搬送
回路と、前記電圧制御発振器の出力で前記逆変調器の出
力を復調する４相位相復調回路と、前記識別再生回路の
出力と前記４相位相復調回路の出力との間で法４の和算
又は減算の論理演算を行う論理回路とからなり、前記識
別再生回路の出力端子からベースバンドパルスが出力さ
れ、前記論理演算回路の出力端子から再生符号列が出力
される搬送波ディジタル信号受信回路。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50063031A JPS5912063B2 (ja) | 1975-05-28 | 1975-05-28 | 搬送波デイジタル信号受信回路 |
| US05/611,545 US4039961A (en) | 1974-09-12 | 1975-09-08 | Demodulator for combined digital amplitude and phase keyed modulation signals |
| GB36957/75A GB1519968A (en) | 1974-09-12 | 1975-09-09 | Demodulators |
| CA235,240A CA1076219A (en) | 1974-09-12 | 1975-09-11 | Demodulator for combined digital amplitude and phase keyed modulation signals |
| NLAANVRAGE7510728,A NL173461C (nl) | 1974-09-12 | 1975-09-11 | Demodulatieschakeling voor het demoduleren van een met eerste informatie vier-fase gemoduleerd signaal. |
| FR7528045A FR2285014A1 (fr) | 1974-09-12 | 1975-09-12 | Circuit de demodulation de signaux porteurs numeriques |
| IT27224/75A IT1042543B (it) | 1974-09-12 | 1975-09-12 | Circuito demudulatore per segnali digitali portanti modulati da impulsi della banda base |
| DE2540836A DE2540836C3 (de) | 1974-09-12 | 1975-09-12 | Demodulator für 16-wertige ASPK-Signale |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50063031A JPS5912063B2 (ja) | 1975-05-28 | 1975-05-28 | 搬送波デイジタル信号受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS51139757A JPS51139757A (en) | 1976-12-02 |
| JPS5912063B2 true JPS5912063B2 (ja) | 1984-03-21 |
Family
ID=13217538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50063031A Expired JPS5912063B2 (ja) | 1974-09-12 | 1975-05-28 | 搬送波デイジタル信号受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5912063B2 (ja) |
-
1975
- 1975-05-28 JP JP50063031A patent/JPS5912063B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS51139757A (en) | 1976-12-02 |
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