JPS5922472B2 - パルス幅変調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の関連する技術分野 この発明はパルス幅変調装置、特にパルス幅変調された
電気波形の発生装置に使用されるパルス幅変調装置に関
するものである。

パルス幅変調波形は多くの用途、特に交流電圧を制御す
る目的で変調が変えられるようなシステム制御に多くの
用途をもつている。従来技術 基本波の振幅が直流入力電圧の値によつて零から、高い
限度まで自由にかわるような交流出力電圧を、一定の大
きさの直流入力電源から有効につくるために、強制転流
サイリスタインバータ、または、その他の型のスイッチ
ング増幅器と組合わせてパルス幅変調制御技術を使うこ
とは周知である。

たとえば、インバータ電力゛極性’’の二つの逆並列整
流サイリスタ、またはスイッチング増幅器の出力段に接
続された逆方向のサイリスタダイオードの二対は異なる
選ばれたパターンの波形を負荷に生ずるようにパルス幅
変調方法によつて働か・ される。

出側における基本波振幅の差はパルス幅被変調波の二つ
の一定振幅レベル間の転位によつて形成【一されるノツ
チの大きさと数とによつて定まる。

普通には、パルス幅被変調波は同じ振幅と、予定のくり
かえし数でおこるクロスオーバ点（転換点）近くの対称
的に配置された異なる時間との方形パルス列に似ており
、この波形において、ノツチはそのようなパルス列の負
像を表わしている。異なるパターンの二つの波形は同じ
発生数を有し、すなわち同じ周波数の基本波を形成する
が、この基本波の振幅は各サイクルの間のノツチの大き
さ、および数によつて異なるものである。それ故、発生
するパルス幅被変調波のサイクルごとのノツチ数、それ
らの幅、およびそれに組合つたクロスオーバ点にたいす
る位置は出側の基本波の振幅を制御する。ノツチが在る
ことは、そのときどきに応じて強制転流サイリスタ、ま
たはトランジスタ・ダイオード対の導通パターンに変化
があつたことを表わし、これらのサイリスタまたはダイ
オードは特定のパルス幅変調パターンに従つて制御でき
るようにスイツチングされる。実際の用途では、たとえ
ば負荷は周波数制御される誘導電動機の一相である。

パルス幅変調による制御は、周波数がかわると、磁束を
一定にする必要上電動機端子電圧を変えるように働く。
パルス幅変調のもう一つの普通の用途は、しや断を禁止
された電源の保安母線の出側電圧を調整することである
。米国特許第３，９４７，７３６号によつて、予定の四
則演算関数に従つてパルス幅変調（ＰＷＭ）波にデイジ
タル方式でノツチをつくることは周知であるＯまた、Ｉ
ＥＥＥ−１ＡＳ，１９７３年、年会会誌、ＰＰ，ｌ−９
によつて、複数の並列誘導電動機の速度制御に使われる
並列の正弦波にのせたパルス列を生ずるようにＰＷＭ制
御装置の読出専用メモリー（ＲＯＭ）を使うことは周知
である。

次々の時点に要する種々の変調レベルを表わすデイジタ
ルサンプル（抽出）点の値をデイジタル記憶装置に記憶
すること、およびそれらの値を限時シーケンスで読出し
て、それの変調を行うように搬送波を変えるために、そ
れらの値を使うことが米国特許第３，８９０，６２０号
によつて周知である。

しかし、デイジタル装置によつて出力波を変調する従来
の技術は、予定の性質の多数の変調出力ノ・波を発生す
る問題およびそれらの予定の特性について時間の関数と
して選ばれ、且つ予定のプロセス変数に直接に関係して
、しかも制御計画に従つて、出力波を出す問題の解決に
努力していない。

所望の出力を得るため、適当なノツチを有する出力波形
を発生することも周知である。この記事はＩＥＥＥ会誌
１９７４年ＰＰ，９９８−１００６にある。この記事は
、変調装置の利点がｖによつて生じた波の適当なパター
ンの選択に大いに関係があるということである。しかし
、所望の出力を得るために適当なノツチを有する出力波
形を発生する一般に使われている方法は波形発生器、レ
ベル比較器、時間比または相互コンダクタンスの乗算器
あるいはアナログスイツチのようなアナログ信号処理技
術を使うので、本来、それらの方法の使用範囲は限られ
る。アナログＰＷＭ方法は出力電圧または出力周波数の
限られた範囲で動作するときだけ実際のサイリスタシス
テムの要求を満すことができる。この範囲外では、変調
器の動作モードを何回も変えることを要する０多モード
”変調がしばしば、必要である。このために回路の複雑
性が増して、インバータの転流性を害する波形ひずみが
おこることになる。多モード変調は、ある点では全くそ
の価値を認められなくなつた。この型の変調の実際の欠
点はサイクル内のもつとも望ましい位置にノツチを有す
る波形をえらぶ適応性がないということである。所望の
出力振幅と、インバータの転流回路の条件を考慮したシ
ステム拘束条件の所定の組とについて、もつとも適した
ノツチのパターンを解析して定めることは理論的にはで
きる。実際には、アナログシステムではこのような最適
パターンはほとんど得られない。ある程度には、しばし
ば認められる近似のものは実際に可能である。しかし、
変調範囲が、そのシステムの基本波に割当てられた最大
振幅のＯから１００％までかわる出力波形が必要な場合
がある。このような場合には、従来のアナログ変調方法
は、所望の理論波形と大いにちがう貧弱な性質の波形を
しばしば生ずる。電流ひずみはもつと大きくなる。発明
の開示 この発明の目的は従来のアナログ変調方法の欠点をなく
すること、および任意の割当てられた出力レベルにたい
して、理論的解析によつて最適性を有する波形を生じ、
且つアナログ変調回路に要するよりも複雑性と価格とが
もつと低いハードウエアによつて、少なくとも許容され
る複雑性と価格との回路でこのような完全な波形の発生
を得ることができるようにすることである。

この結果、この発明の変調方法によればもつと高定格の
被制御システムについても、転流性および効率を犠牲に
することなく、広範囲の変調ができる。この発明は、ア
ナログ変調の代りにデイジタル変調の技術を要し、普通
のアナログ技術ではこれまで達せられなかつたような波
形ノ々ターンを得ることに相当な選択の自由が得られる
ように、所望の波形の合成ができるものである。

理論的に可能なあらゆる波形の中で、合成される波形は
、実際の事情では、たとえば、望ましくない高調波の最
低含有量をこの発明の実施にあたえられる電力システム
の拘束条件内に表わすことによつて、最高性能をもつこ
とが証明されているものであることが望ましい。発明の
作用効果 もつと明らかにいえば、この発明による、すぐれたＰＷ
Ｍ方法は、可変周波数交流，駆動装置、またはしや断を
禁止されている電源のような調整される交流電源、の出
側電圧制御を行うため、ＰＷＭと共に使われるような強
制転流インバータの制御に使われる。

ここに提案した変調方法は高調波を許容最低レベルにへ
らすことができるので、これらの用途に特に有利であり
、トランジスタ化した電力システムが使われるならば、
インバータシステムの転流ＫＶＡ設置定格、または出力
トランジスタのＫＶＡ処理能力を最良に使用できるもの
が得られる。この発明により、このシステムの電力段を
最良に利用することができ、そのため界システムの処理
ＫＶＡについての価格をへらすことができる。さらにそ
の上、この発明による方法は順調な動作による全般の制
御動作の大きい改良と、電圧制御の改良とが得られる。
このことは、特に大きい定格の可変周波数電動機駆動装
置における注目すべき特徴であつて、この駆動装置は、
この発明でない場合にはサイリスタのゆつくりしたタン
オフのため、不利をこうむることがわかつている。別の
著るしい利点はハードウエアが相等、節約されるという
ことである。この発明に従つて適当に設計されたＰＷＭ
システムのデイジタル処理によつて、小形のモジユール
と、パツケージとにまとめた精巧な回路機能を有する複
雑なＬＳＩ論理システムをつくることができる。このた
め交流電動機駆動装置の価格の低減と信頼性の向上とが
得られる。それ故、この型の駆動装置は、交流駆動装置
に要する電子制御技術が複雑になるにもかかわらず、直
流電動機駆動装置と競うことができる。変調機能を非常
に限られた数の論理パツケージにあたえる人工のＬＳＩ
パツケージによつて一層の原価低減ができる。この発明
は広くいえばＰＷＭ技術に関するものであり、特に、予
定特性のＰＷＭ波形をつくること、および予定特性のそ
のような波形の自動的な選択と発生についてのデイジタ
ル技術に関するものである。

この発明による変調方法によればデイジタル装置によつ
て、おこり得るあらゆるＰＷＭ波形をも合成することが
できて、従つて、所定の電力システムにもつとも適した
制御装置に適合した波形を、所望の形の特別に構成した
出力波形の中から選ぶ能力が得られこの制御装置は、可
変周波数交流１駆動装置または調整される静止交流電源
に使われるような、トランジスタまたはサイリスタで構
成された強制転流インバータである。

各ＰＷＭ波形が基本出力波の特定の電圧に相当している
ような一組のＰＷＭ波形を形成するに必要なあらゆる情
報をもつたプログラムの形でデイジタル情報を記憶させ
る記憶装置を含むデイジタルシステムが設けられる。

個々の基本波電圧に関係するこのような波形の組は設計
に必要な分割によつて特定の電力システムの変調の範囲
に十分入ることができる。可調整電圧の基準信号の値は
、選ばれたＰＷＭ波形にたいして記憶した情報を検索す
るため、デイジタル形に変換された後に記憶装置にあた
えられる。この基準信号のレベルは、使用波のどの一つ
が検索される予定かを定める。適当な記憶プログラミン
グによつて、その検索される波は基準信号に比例した振
幅をもつた基本波を生ずる。この記憶されたデイジタル
値の検索と取出のくり返し数はその取出される基本波の
周波数を決める周波数を有するクロツク信号で定められ
る。この電力システムの各相にたいして一つの出力波が
つくられる。この発明は各波ごとに占められる最小記憶
領域をあたえられ、それによつて所定の記憶量にたいし
て最大数の異なる変調パターンが適合している。

出力波形の全サイクルを記憶するのでなく、ただの１サ
イクルを記憶装置に記憶すればよいので、１サイクルの
１／４（第１象限）を形成する情報だけが実際に記憶さ
れる。その他の象限は、鏡像として、すなわち、記憶さ
れる象限の逆像としてクロスオーバ点の近くに在る対称
性を利用するようにデイジタル情報を適当に符号化する
ことによつて再現される。また、電力系統のたマ一相の
みが記憶されればよい。

この記憶回路は、記憶されたデータを時間位相関係にた
だ、転位させるだけで他の相がつくられるように設計さ
れている。この発明はまた、所望のパターンに従つて、
記憶されたデイジタルデータを選び、且つ実際の出力波
を出すように、このようなデータを実時間で検索する特
別の機構に関するものである。

デイジタルデータは１サイクルの１／４にわたり、等し
い電気角を表わす種々の時間隔について記憶される。限
時クロツクは、出される基本周波数によつて定る割合で
順次、個々の時間隔を走査し、記憶装置内のデイジタル
データは時間と相互関係にある。個々の時間隔と記憶さ
れるデータとの相互関係は最小記憶量を要する情報を記
憶する独特の装置を考慮している。この発明によると、
記憶装置は、等しい複数の時間隔のどの一つにも同じ情
報を記憶している。それぞれの記憶されるこの情報は、
一つの象限内の個々の区分を表わしている。すなわち、
このような各記憶される情報は、個々の時間隔の中の副
時間隔を形成する多くの等しい副分割の一つを表わすよ
うに選ばれる。その結果、このような副分割の一つに対
応する時点における出力波のレベルが変化することによ
つてノツチが形成されるので副時間隔の数は、このシス
テムに記憶できるすべてのパターンを解析したものを表
わしている。すなわち、後述するように出力０ＵＴの変
化は主間隔（有意間隔）Ｋ，Ｌ，Ｍ，Ｎの一区間内では
１回しかおこらないのと同じ、つまりＡＢＣＤ＝Ａ＋Ｂ
ＶＣ＋Ｄ＋は主間隔に１回しかない。

比較器は、象限の中の個々の時間隔をかぞえる瞬時のカ
ウントを、出力波の中でノツチが始まるか、または終ら
なければならない特定の副時間隔を形成する、記憶装置
に記憶される設定カウント表示と比較する。すなわち、
比較器は後述するようにカウントＡＢＣＤ．ｌ５ＲＯＭ
の内容Ａ７ＢＶＣＶＤｌとを比較する。この記憶装置は
、次々の個々の時間隔について、任意の時間隔のランク
（順位付け）で識別される、選ばれた副時間隔のリスト
だけを備えていればよいので、記憶量を最大限に使用す
ることができる。さらに、相間をシフトさせる考のみな
らず、一つの象限から他の象限に通過する対称変換の概
念は記憶装置の呼出入側において単にコード変更するだ
けで容易に行われる。デイジタル形式で変調パターンの
表示を記憶するとき、もつと簡単な方法は、時間基準に
沿うてノツチには０１パルスには１を割当てて、多くの
０または１を実時間でカウントし、時間増加分の間に、
その波形を順次、検索することである。

この方法は、もし、カウンタによつてあたえられる個々
の時間隔が基本波の実際のサイクルにたいして小さいな
らば、非常に多くのＯと１とを要するという不都合があ
り、また、カウントされる時間隔が基本波の実際のサイ
クルにたいして大きいならば、完全な解決法ではなく、
この後者の場合には所定のパターンを選ぶ性能は時間隔
のおおまかな測定のため制限されるという別の欠点もあ
る。ＰＷＭの合成を行うために選ばれる機構は、この発
明によれば、カウンタによる実時間で一つの時間隔をピ
ーク間に形成するランプ信号のデイジタル表示を発生し
、デイジタル比較器で１とＯとの状態の反転をおこすよ
うに、記憶されたレベルを各時間隔のランプ信号とデイ
ジタルで比較し、それによつてノツチの前縁をつくり、
またはＯと１の反転をおこすように反対方向にランプ信
号を出してノツチの後縁をつくるため、ランプ信号によ
つて得られる数個のレベルの一つをもつアナログ表示を
デイジタル形に記憶することにある。この方法によつて
、ランプ信号の期間によつて形成される時間隔内にノツ
チをつくることができる。状態０から１への反転、また
は１からＯへの反転は間隔境界、すなわちランプ信号が
傾斜をかえるときにおこることができる。その結果、デ
イジタル比較器の固有の動作によつて時間隔内にただ１
回つくられるノツチは一つの時間隔の境界で始まり、ま
たは終るようにされる。このノツチばランプ信号レベル
の副時間隔と同じように小さくでき、またはランプ信号
によつてつくられる次々の個々の時間隔の二つか、また
はそれ以上のものの上に重ねて幅を拡げることもできる
。前記方法に用いるスイツチング数は１サイクルに多く
のノツチを有する波形を自由につくるという点で多少へ
るが、基本波のサイクル内のノツチの角度位置の代りに
反転の時点でスイツチングを行うというすぐれた方法が
得られる。

多くのパターンを使わなければならないとき記憶量に限
界があるが、一番、大切なことは、各時間隔内の複数の
副時間隔の一つにノツチが在るため、各パターンにたい
して波形性が非常に良くなるということである。この発
明によつて波形と同期し、且つ、個々の時間隔にわたる
ランプ信号を発生することができる。

このランプ信号は各時間隔内にある多くの個個の段すな
わち副時間隔に副分割される。このランプ信号はデイジ
タル比較器によつて、記憶装置にプログラムされた各時
間隔に働かされて記憶した基準レベルと比較される。こ
のランプ信号と基準レベルとの交点は、比較器のしきい
値が一方から他方へ通過するとき、０から１へ、または
１からＯへ反転することによつて出力波形のパターンを
形成する。この発明のもう一つの態様から、この発明は
変調の三角波法と共用できるＰＷＭ波形のデイジタル処
理を行うこともできる。

この発明による波形合成に使われる方法は非安定゛三角
波法″”として従来知られているもののデイジタル変換
を行うのに同じハードウエアを利用することができるよ
うなものである。

この方法は、記憶量の実際の限度がある基本方法のよう
に、より低い周波数限界値を変調範囲に入れることがな
いので、ＰＷＭ交流駆動装置の低周波動作に特に適して
いる。それ故、出力周波数のもつと広い範囲にわたるよ
うにするためには、所定周波数以下のとき、変調器の動
作の別のモードを使うことが必要である。この別のモー
ドでは、この回路は゛非安定三角波モード゛で動作する
といわれる。前にのべた方のモードは以後゛一定パター
ンモード゛ということにする。この回路は、この発明に
よればこれらの二つのモードが全く同じハードウニアで
得られるように設計される。このシステムが非安定三角
波法を行うようにモフードを変えるとき、普通には、同
じ構成がつづけられるが、比較器にあたえられるランプ
信号は三角波交点変調器に要するような一定周波数デイ
ジタル゛限時波”になる。

この発明はＰＷＭを要する大ていの技術に広く使われる
。

また、インバータの制御装置にもそのまま、つかわれる
。米国特許第３，４９１，２８２号（第７図）に開示さ
れているように、ＰＷＭは高調波を中和した正弦波の電
圧を発生し、且つ制御することに使われる。この発明は
特に、交流電源インバータ、また（ま電動機駆動インバ
ータに使われるのと同じ目的の全デイジタル技術を提供
する。この発明技術は犬きな汎用性をあたえてくれる。
また、６０ヘルツ、５０ヘルツ、または４００ヘルツの
交流電源の要求に応じられる。どのような種類の要求を
も満すために、必要なことは、回路のＲＯＭ部分を構成
するチツプをとりかえることである。ＰＷＭパターンの
所望の組によつて空チツプが瞬時にプログラムできる。
元のソフトウエア情報を含むテープはＲＯＭプログラマ
にかけられ、それによつてＲＯＭをプログラムする。こ
のようにして新しいチツプが必要な分野の装置に使われ
る。発明の実施例 パルス幅変調された波形を発生するすぐれた全デイジタ
ル変調回路の全体が実例によつてここに説明されている
。

ここにのべるものは、このような変調回路を可調整周波
数電動機駆動装置のパルス幅変調されるインバータに使
用したものである。この発明は可調整速度，駆動用途お
よび車両１駆動装置に使用できるようなかご形誘導電動
機を駆動するパルス幅被変調インバータに関連して特に
、以下のべることにする。第１図に示すように、ＰＷＭ
（パルス変調）型の可調整周波数駆動システムは普通の
６０ヘルツ交流回路網から供給さわる全波整流器１、線
路２の一定出力直流電圧をパルス幅変調するインバータ
３、およびこのインバータによつて線路５に出されるパ
ルス幅被変調波を供給される誘導電動機４を含む。

前記インバータ３は第１図の誘導電動機４の各相につい
て、第２図の３個のスイツチ装置の各極Ａ，Ｂ，Ｃに働
くスイツチ装置としてもつともよく表わされている。

第１図の線路２の入側に生ず．る一定電圧Ｖｄｃは第２
図の接地点Ｎにつながれた接続点Ｊがある二つの個々の
蓄電池からの陛と一乎として表わされている。このよう
な三相ブリツジインバータの極電圧レベルと線電圧との
必要な相関を表示する真理値表は次のとおりである。

第３図は直流リンク（共通接続）に至る三つの標準線路
の中性点電圧ＡＮ，ＢＮ，ＣＮと、この二つの線路と中
性点（極ＡとＢ）との間に生じた線間電圧の一つＶＡＢ
とを示している。

この出力電圧波形は正弦波と余り似ていないが、誘導電
動機４（第１図）のインダクタンスはパルスを平滑にす
るように働き、そのため、この電動機電流は第３図の曲
線１Ａで表わすように正弦波形にかなり近いものである
。電圧制御の基本方法はパルス幅被変調方形波であるが
、インバータシステムによつて、特に第２図の三相ブリ
ツジ形のインバータシステムによつてしいられる拘束条
件を考慮しなければならない。パルス幅変調の三角測量
法は第４図を参照して、基準波形発生器１０を使用して
、波形発生器１１でつくられた共通の限時波形ＶＴと交
差する対称三相関係に三つの基準信号ＶＲＡ，ＶＲＢ，
ＶＲＣを生ずることである。この出力ＶＡＯ，ＶＢＯ，
ＶＣＯは、第５図の曲線ＶＲ，ＶＴおよび第６図のＶＡ
Ｏで表わす出力のＰＷＭ液形で示すようにＶＲなる瞬時
入力基準レベルがＶＴなる限時波レベルをこえるときに
は高レベルにあり、またそれがＴより下にあるときには
低レベルにあるように三つの比較器１２から取出される
。三角測量法の主な欠点は使用する周波数範囲が限られ
ることである この方法は、それをこえる０ｆとビード
が発Ｔ！るけ〉９の条件でＯと１の間にある変調比一だ
けで使用できることがわかつＥＴＥｄている。

これによつてＥｌｍ＝７なる最大極電圧基本振幅が得ら
れ、この最大値は所定の直流リンク電圧Ｅｄの三相ブリ
ツジインバータにおこるピーク基本極電圧ＥｌＰより低
い。実際には、この最大値以下の値をつかつてもＥ，ｐ
より大きくなる。前記出力波形のパルスパターンはサイ
クルごとに同一のものが再生できず、変わるのでビード
が生ずる。それ故、同期または固定位相の変調技術によ
る６一定８パターンは１非安定゛パターンの代りに使わ
れてビードが生じることができないようにされる。この
”一定”パターンモードは三角測量法ではできない範囲
に使われる。この三角測量法の利点を保持するように、
種々のモードを組合わせた多モード法が使われる。低周
波数において、この変調は、普通は、一定振幅、一定周
波数および基準信号にたいして無関係な位相と共に、三
角法によつて表わされる一つのモードで働く。プレセツ
トインバータ動作周波数がこの動作のモードの実際の上
限を警報するように検出されると、このシステムは自動
的に一定パターンによつて表わされた第２モードに切か
えられる〇基準値の大きさが過度に増加する結果、幅そ
のものが点に減少し、ノツチ（切込み）が実際になくな
ると、このノツチがないために一定パターン法では限界
が存在する。

この欠点を解消するため種々の技術があるので、多モー
ド動作が再び適切なものになつた。最適波形をつくるの
に融通性の増大が得られ、且つこの発明による変調法を
使うと普通の電動機駆動装置を制御するに要する回路の
費用が節減されることは以下にのべる説明から明らかで
ある。

パルス幅被変調インバータ電動機１駆動装置では、その
変調形式は駆動装置の性能に限界がある。経験によれば
、速度の広範囲に良好な性能を得るには、種々のことな
るモードで働かなければならない複雑な変調回路が必要
である。従来のこの種の技術はアナログ型である。ＰＷ
Ｍ駆動装置の変調の問題を解決するに使われるときのア
ナログ技術の特性には三つの欠点がある。

第一に、大きさと回路の複雑とのため高価な制御回路と
なる。この変調回路は、現在では制御回路全体の経費に
大いに関係するインバータの制御部分の回路の約４０％
に相当する。第二に、多量の別々の機能はいくつかのプ
リント回路盤に分布していなければならない。部品の故
障の可能性、欠点のある冷はんだつぎめ、またはコネク
タ接触の断続のおそれが回路の部品の数と共に増すので
、前記のことは信頼度の低下を生ずる。第三に、アナロ
グ方法はあらゆる事情において最良の波形をつくる点の
融通性に欠けている。ある種の状況では、使われる波形
さえも最適状態からほど遠い。このことは拘束条件がイ
ンバータ回路によつて変調の選択に課せられるので高定
格電力５駆動装置には特に重要な面である。従来の技術
の変調方法には融通性がないこと、および変調パターン
をえらぶ場合、たとえば適正な大きさのノツチを正確な
位置に入れる場合にもつと大きい自由度が必要であるこ
とが、実際に遭遇する特定の問題を考慮するために生じ
る。

第１例は交流電動機駆動装置の変調範囲の終端の位置で
起こる状態に関するもの（第７図）であつて、この場合
、出力基本波振幅は非変調波形の最大振幅の約９０％で
ある。この状態にある第７図について、変調回路によつ
て正弦波基準信号ＶＲを三角波ＶＴと交わらせ（ａ）、
レベル比較器（従つてその極出力）を二つの交点間で働
かせ、パルス幅被変調波形ＶＡＯ（ｂ）を生ずることに
よつて出力波形が得られる。すなわち、比較器でＶＲと
ＶＴとを比較すると、非変調に近い第７図のような基本
波９０％の場合には９０近と２７００とで細いノツチを
生じる。

この波形の各半サイクルは９０ノ位置に関して対称的に
半サイクルの中心で幅ＷＮの単一のノツチＮによつて表
わされる。出力基本波振幅を大きくしたいときは、三角
波ＶＴにたいする基準信号Ｒの振幅を上げると、中心の
ノツナの幅がせまくなる。しかし、電力極サイリスタの
導通を制御する整流回路を適正に働かすには、極の゛最
小導通時間”といわれ、整流回路の一定の特性である時
間ＴｒＴｌよりノツチ幅ＷＮが決して小さくてはいけな
いことが必要である。この仮定した出力レベルでは、前
記ノツチ幅は、すでに下限値当Ｊ＝Ｔｎｌのごく近い値
に多分、減少している。それ故、その後の出力レベルが
、９０％付近の実時間出力範囲をこえて増加することは
、ノツチをすべてなくして、８全導通゛に切換えること
によつてのみ得られる。このことは７乃至８％に達する
出力電圧の急激な不連続性（およびＴＩＴ］の大きい値
のため不利になる大形のインバータにおける１５乃至２
０％までの急激な電圧の不連続性）をおこすことになり
、このことは一般に厄介な問題である。この不連続性は
微細調整された電源の場合に現われることは許されるの
が大ていの場合に、がまんできないものであり、電動機
駆動装置の場合には、望ましくないトルク片振と電流ひ
ずみとをおこすことがある。全導通にスイツチングする
とき急激になくされねばならない゛残留゛最小導通ノツ
チが、そのサイクル〔曲線ｃ〕の００と１８０ツとの近
くに在つて、その際、基本波の大きさを表わすプーリ工
積分によつて、前記ノツチの出力電圧への作用が最小に
なるように、変調範囲の端の方で、且つ端の方でだけノ
ツチの配列を変えることによつて前記波形は改善される
。

このような仕方で、全導通へのスイツチング時の不連続
性、すなわち全導通への急変が許されないときの変調範
囲の犠牲は大形のインバータで２％、最悪４％の範囲内
にある。今のべた波形ノツチの微細な配列変えを行うよ
うにアナログ回路を工夫することは考えられるけれども
、これらのアナログ回路は多モードアナログ変調装置の
従来のわずられしい波形回路に多くの複雑性を追加する
ことになり、この解決法はほとんど、至当とは認められ
ない。アナログ変調方法に固有な融通性がないことによ
るもう一つの不都合な例は、第２モード（モード２）と
して使われる、いわゆる５−パルスモードの一組におい
て可変周波数電動機，駆動を行う装置の場合である。

モード１が放棄されねばならない（普通には最大値の６
３％、中形のインバータ）出力レベルにある第８図を参
照して、モード１の出力波形は半サイクルについて約４
ノツチ（９個の極性スイツチング）を含む〔曲線ａ（５
ｂ〕、これらのノツチのもつとも幅のせまいものは９０
０位置でおこり、最小導通時間Ｔｎｌだけつづく。

モードスイツチングの後に、同じ出力が二つのノツチで
得られる（半サイクルに５個の極性スイツチング、曲線
ｃとｄモード２）。第８図ｂにおいてパルスの立上りお
よび立下りがＯ〜１８００までに合計９回あるのに対し
、ｄでは５回しかない。このように電圧変化により急に
パルス数が変化すると高調波が発生する。モード１から
モード２へのスイツチングが６３（：Ｌより相当ひくい
出力レベルで（従つて、相当ひくい周波数で）おこらな
ければならないような大形駆動装置では、リプル電流の
増加は低周波数のため一層わるく、整流性をひどく悪く
する。第８図ｂでノツチの数を変えずにノツチの波形を
変えることができれば高調波を出さずにすむ。ある程度
連続的に変えられるように自由度があれば、ｂは、同じ
スイツチング回数と必要な出力とを出すような条件をも
ち、その三角形中のノツチが臨界期間Ｔｍより長くなる
ような曲線ｅの波形におきかえてもよい。増加した動作
周波数が、許容整流率をこえないようにするためスイツ
チング数をへらすことを必要とするまで、波形ｅはノツ
チの幅をわずかせまくすることによつて、６３％より幾
分高い出力を生ずることに使われる。この減少が必要に
なると、曲線ｆまたは曲線ｇ（どちらがその用途に最良
であると解析的につくられても）のような波形にスイツ
チングされることが考えられる。これらは両方とも半サ
イクルに７個のスイツチングを有し、従つて波形ｄより
も本来、すぐれている。この発明は前述の三つの欠点を
すべてなくすることによつて〜駆動装置の変調機能の全
デイジタル装置によつてうまく働く性能を提供する。

それ故、ある種のアナログモデルによつて現在使われる
６個の回路ではなくて、あらゆる変調器回路を単一の標
準ＰＣ（プリント回路）盤に設置することができるよう
になつた。制御器の経費は、部品そのものよりも、多数
の盤、コネクタ、製作に要する労働力、配線、これらの
盤やコネクタの点検などがもとになつている。普通は、
デイジタル処理のため、ただの５０個の個々の部品とチ
ツプの回路とをつくることができるようになつたが、ア
ナログ方法では数百の部品が必要であつた。最後にのべ
ると、この発明が特に大形の電動機，駆動装置に使われ
ると誘導電動機にあたえられる波形性は著るしく良くな
る。もつと複雑なＬＳ回路がもつと安価に使われるので
、デイジタル方法のこれらの利点は将来もつと大きくな
るであろう。大容量の記憶装置の価格が予想どおり下る
と、全般のデイジタル方法はたしかにもつと注目される
ようになるであろう。また、設計者によつて動作研究成
果が得られれば、説明書によるＬＳＩ設計の実行、交流
電動機駆動装置に遭遇するその他の難点を克服するチツ
プ変調器に道が開かれる。次に変調器回路の一般特性に
ついてのべる。第９図について、変調器回路１３は、図
示してないが、インバータ制御回路から線路１４を経て
所槍のインバータ出力周波数（己）のアナログ信号と、
線路１５を経て所望のインバータ出力電ｘ圧（Ｖ）のア
ナログ信号とを受ける。

これらの信号に応じて、この変調器はその出側に三つの
パルス幅変調された波形φ１，φ２，φ３を出す。これ
らの波形は第１０図に示す型の２レベルの論理信号であ
る。それらはインバータ（図示してない）のゲート回路
にあたえられる。普通しられているように、各論理信号
は各インバータ極に属して、この論理信号が゛高゛レベ
ル、すなわち０論理１″にあるとき、対応する極のサイ
リスタのゲート作用がＤＣリンクの…端子に至る極出力
端子の接続を生ずることを確保するようにその極サイリ
スタの導通状態を制御する。これと反対に、出側論理信
号の一つが“論理零゛にあると、その対応する極のサイ
リスタはＤＣリンクのＨ端子に至る極出側端子の接続を
確保する導通状態を有する。サイリスタゲート作用信号
へ出側論理信号レベルを変換する回路は変調器の部分で
はなく、これ以上詳しくのべる必要はない。同様に、極
の状態の変化時に転流サイリスタに駆動をおこす回路は
変調器の部分ではない。６最小導通時間クランプ１信号
を挿入する回路または極電流限界値をあたえるように変
調信号を無効にする回路も変調器の部分ではない。

第１０図の論理０と論理１との間のちようど中央の電位
を基準とすると、第９図の三つの出力論理信号すなわち
波形φ１，φ２，φ３は直流中性線を基準に三つのイン
バータ出力電圧を縮少して表したものと考えることがで
きる。

この表示では、変調回路の三つの出力は一つの基本成分
を有し、Ｘその周波数はアナログ入側周波数ｆに比例し
、その電圧はアナログ入側電圧いに比例する。

この三つの出側の三つの基本正弦波は、三相ブリツジの
制御に必要なように１２０波ずつの位相差がある。この
基本電圧と基本周波数は個々にかわるＸＸＶとｆとによ
つて個々に制御される。

第１０図のｈ〜波形のノツチは最小の全高調波ひずみ．
＋ Ｘを生ずる
ように位置定めされる。

Ｖとｆの変化に大まかな一定の法則が成立つように〆る
程ｆ度の独立性が使われると、ノツチの位置定めは最小
パルス幅拘束条件に関係し、ノツチの数は最大許容転流
周波数に適合するようになされる。

変調器回路は二つの動作モードを有する。それｘは電圧
目標値信号Ｖの大きさに従つて一方のモードから他方の
モードへ自動的にスイツチングする。

以後゛安定パターンモード゛という第１の動作モードは
最大値の４０％以上の基本波の電圧に使われ、これは大
体、６０ヘルツ基本波周波数の駆動装置における２４ヘ
ルツ以上の出側周波数に相当する。安定パターンモード
では、所定の出側基本波電圧のＰＷＭ波形のノツチは基
本正弦波にたいして一定の角度位置にある。高調波電圧
は基本波と同期し、分数調波電圧はない。以後、゛非安
定゛モードという第２の動作モードは最大電圧の４０％
よりひくい基本波電圧に使われる。

このモードでは、ＰＷＭ波形のノツチは基本正弦波にた
いするそれらの角度位置がたえず動き、従つて幅がたえ
ず変わる。その波形は周知の三角測量法を使用して、基
準波と限時波との同期作用が全くなしに得られる波形と
類似している。この型の波形はインバータ低周波数に好
都合であることが認められている。このモジユール方式
回路は、それぞれ所定の電圧レベルに応じて予定数の波
形の発生に必要な情報を中に記憶しているＲＯＭ（読出
専用メモリー）回路を含んでいる。

使用される全電圧範囲（ま普通には６４段に分けられ、
この各段が所望のＰＷＭ波形に相当している。このよう
な波形のどれでもあらかじめ定められ、その好都合な特
性とインバータの拘束条件にたいする適合性とにあうよ
うに選ばれている。所定の電圧レベルがシステムから求
められるときにはいつでも、基本波電圧がその求められ
たレベルに最も近いものであるような特定の波形につい
てＲＯＭでつくられだ使用波形辞書゛によつて探索がな
される。この記憶された波形情報は回収され、この波形
は必要な１２０たの位相差を有する三相の各相にあたえ
られる。４０段というもつと高い実際の電圧段、たとえ
ば最大電圧の４０％と１００％の間の段では、前記記憶
装置に記憶された情報はノツチを決定するレベル切換の
角度位置に関係する。

これに反して、たとえば最大電圧の４０％から下方の約
８％までののこりの２４個の電圧段については、記憶さ
れた情報はアナログ三角測量゛法に似た方法で使′われ
る予定の”基準波゛を表わす。

実際には、この基準波はアナログ三角波法のデイジタル
複本をつくるようにデイジタルランプ（傾斜線）と交差
する。この発明に従つて使われる信号処理技術は、これ
らの二つの大いに異なる、大体同じハードウエアの動作
モードを実行することができ、その結果部品の数が少な
くなる。前記記憶装置に記憶される波形特性情報は出側
基本正弦波の４象限の一つだけ、すなわちこの回路出側
のそれぞれにあるノツチつき方形波の第１象限（第１０
図の斜線部）に関係がある。

第２象限は、対称軸として９０）ＡＡ″軸を有する第１
象限の鏡像として再限される。第３象限と第４象限は極
性反転の第１象限と第２象限を反復したものであり、す
なわち、それらは対称点０による第１象限と第２象限を
対称的に再現する。ハードウエアと記憶装置との容量を
最小にするように本来、計画されたこの技術は二つの追
加の利点をもたらす。前記軸対称は電圧の振幅変調から
生ずる位相摂動をなくし、このことは、誘導電動機駆動
装置において磁束制御回路とトルク制御回路との干渉を
なくすることになり、大いに望ましい。前記点対称は高
調波と直流成分をも自動的になくする。ここにのべるデ
イジタル方法で得られるこれらの望ましくない直流成分
をなくする性能はアナログ回路でなし得る性能よりも、
はるかにすぐれている。それ故、制御回路の中にＤＣ消
去回路を含むことは無駄なことである。これらのことは
アナログ方法ではやむを得ないことである。もつと広く
いえば、このような対称性を得ることはデイジタル技術
を使うことの直接の結果であり、従来のようないかなる
アナログ方法でも全く考えられないことである。さらに
、また、コンパクトにする目的で波形情報は、ただ一相
だけ記憶される。この必要な三相装置は、後に詳述する
技術に従つて三相間の記憶情報を同時に同じ通信路を通
つて送ることによつて得られる。その結果、大ていのア
ナログ回路では決して得られないような許容範囲で高正
確度、たとえば正確に１２０うの位相変位が得られる。
次に一定パターン動作モードについてのべる。

第１１図について、出側波形は、変調範囲をこえた上側
はあるインバータ電圧に見られるようなノツチのない方
形波として示されている。このような方形波の第１象限
は理想的には１２個の等しい角度時間隔に分けられ、各
間隔は１６個の等しい副時間隔に分けられる。（以下、
単に、間隔および副間隔と称する。）変調を行うため、
出側の状態は時々一方のレベルから他方のレベルに変え
られ、次に第１レベルに戻されるようにノツチがつくら
れる。次の拘束条件がこれらの状態のスイツチング機構
にあたえられる。出側レベルのスイツチングは期間境界
点でできる。また、期間内でもスイツチングはできるが
それはただ１回だけであつて、それは副間隔の境界点で
おこらなければならない。スイツチング位置の制御は次
のような技術によつて得られる。

デイジタルのランプ信号は次々の個々の間隔の間につく
られる。このランプ信号は前記出側の波形と同期してい
る。このランプ信号は複数段によつて得られ、任意の間
隔内にある個個の副間隔にある段で得られ、それは奇数
番の個個の間隔の間に立上り、偶数番の個々の間隔に立
下る。第１２図は、出側波形と密接な位相相関関係をも
つて、零から仮定のレベル１５まで１なる増加分だけ変
わる階段電圧の特性の仮想のアナログ表示値を曲線ｂで
説明している。このランプは基準レベルのデイジタル等
価値と共にデイジタル比較器へあたえられる。この出側
の信号の状態は二つの異なるモードにある比較器応答値
から定るようにされている。この一方のモード、すなわ
ち６正常１モードでは、この出側信号は、ランプ値が基
準値より低いとき論理０レベルに設定され、ランプ値が
基準値にひとしいか、またはこれより高いときには論理
１レベルに設定される。これにたいし、第２モードすな
わぢ逆゛モードでは、この出側信号は、ランプ値が基準
値より低いとき論理１レベルに設定され、ランプ値が基
準値にひとしいか、またはこれより高いとき論理０レベ
ルに設定される。この機構は第１２図の曲線ａで説明さ
れている。

第３間隔の第１のせまいノツチは説明に使われ且つ正常
モードで比較器を働かす仮想アナログ回路の１０なる基
準レベルを間隔の中に設定することによつて得られる。
その結果、その間隔の始めに、しかも第１０副間隔の終
りにスイツチングがある。基準レベルを間隔１，２，４
，５，６，１０，１１および１２のすべてでＯに設定し
、且つこの比較Ｉ器を正常モードで働かせることによつ
てこれらの間隔におけるスイツチングがなくされる。

間隔７，８および９の中のひろいノツチは、基準レベル
を間隔７から９までに設定し、且つ比較器モードを逆に
設定して得られる。この出側の信号は間隔８では基準レ
ベルをＯに、且つ比較器のモードを逆に設定することに
よつてこの間隔８の全体で前記論理状態に保持される。
終りに、ノツチの後縁は間隔９で基準レベルを３に、且
つ比較器モードを正常モードに設定して位置を定められ
る。このような仕方で、システムの条件に適した所定の
波形が、各間隔について、比較レベルと比較器の動作モ
ードとの両方を指令することによつてつくられる。

これらのデータは特定の所望の波形に対応した記憶装置
のアドレスに記憶される。波形発生の方法は他の変調技
術と比較することによつて試行、錯誤から得られ、結局
、特定のパルス幅変調駆動にもつとも適した形を選ぶこ
とが最良である。たとえば、もし間隔ごとに１回以上の
スイツチング性能が使われるならば使用する記憶装置容
量を最大限に使うことは容易には使えない見かけの利点
に役立つような構造をなくすることによつて可能である
ことが示される。ある波形を実現するのにＰＷＭパルス
のスイツチング数を変えるよりスイツチングのタイミン
グを変えるようにした方が記憶容量節約からは望ましい
。後にわかるように、ここにのべる仕方は理想的には、
（１） 一つの象限に関する情報から出側の全波を得る
要求、（２）単相から三相を得る要求、 （３）低周波数における非安定モードで動作する要求、
に本来、適応している。

変調器回路の動作原理を第１３図の簡単なプロツク図を
参照して次にのべる。

簡略するため、第１３図は単相の動作だけをのべている
。しかし、主な機能はすべて表わされている。ここに使
う引例は第１４図のもつと完全な回路に表示したものと
同じであり、この第１４図は後にのべるようにもつと広
範囲にのべたものである。ｘ アナログ周波数指令ｆ は線路６をとおつて、出側の基
本周波数より高い７６８倍の周波数で発振するＶＣＯ７
へあたえられる。

線路８へのこのＶＣＯ出力はカウンタとコータの回路９
をクロツクして、それらの出力１８，２０，２９は所定
のコード操作の後に第１２図の立上り、立下りランプを
表わす４個の小さい有効数字Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄと、１２個
の間隔の゛名称゛、すなわちそれぞれ一つが一つの間隔
を表わす１２個のデイジタル語を表わず間隔指示器”と
呼ぶ４個の別の有効数字Ｋ，Ｌ，Ｍ，Ｎとをそれぞれ線
路８と出力２０に含んでいる。そこで、このシステムが
働くと、１２間隔の６名称０は次々に４個のＫＬＭＮ線
路に、それらの発生順序１，２，３，・・・１２でよみ
分けられる。この選ばれたコードは、１２に達すると、
その順序が１２，１１．，１０１，９，・・・３，２，
１，１，２，３，・・・とつづくようなものである。こ
のコード配列は出側の波形の象限１と２および象限３と
４の間の鏡像対称を使用する。Ｘ線路１６の電圧指令Ｖ
はＡ／Ｄ変換器１７によつてデイジタルにかえられて、
線路１９に、６４のおこり得る状態を有する６ビツト語
ＵＶＷＸＹＺを生じ、これらのそれぞれは、規定した基
本波振幅と予定のパルスパターンの所望の波形の“名称
゛（すなわち、三角波法では所望の゛パターン゛）を表
わしている。

線路１９に出されたこのＵＶＷＸＹＺ語は今後６パター
ン指示記号１ということにする。この指示記号の上方の
４０個の状態だけが、６４個のおこり得る状態の中の一
定パターンモードにあると考えられる。線路１９の６個
の電圧ビツトＵ，，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚおよび線路１８の４
個の間隔ビツトＫ，Ｌ，Ｍ，Ｎは適当にプログラムされ
たＲＯＭ回路３０に組合わせアドレスとして使われる。

このＲＯＭ回路３０は二つのＲＯＭ装置１１３，１１４
を含む。Ａ／Ｄ変換器１７はパルス幅変調された波形パ
ターン指示信号、すなわちＲＯＭ回路３０へのアドレス
であるデイジタル語ＵＶＷＸＹＺを線路１８の出側に発
生させるため固体回路装置１１７と１２２を含む。ＲＯ
Ｍ３Ｏが線路１９からあたえられたパターン要求を指定
されると、それは、＋＋Ｘ線路２２の４ビツト比較器基
準語（Ａ，Ｂ，Ｃ，美Ｄ ）と線路２４の比較器モード
ビツトＳをその出側に生ずることによつて、ＫＬＭＮ線
路に在るそれぞれ次々の間隔名に応動する。

線路２２からの基準語は線路２０からの上下のランプ語
ＡＢＣＤと共に、デイジタル比較器４０にあたえられる
。所定の間隔では、この基準語はこの間隔のつづく間に
は変わらないが、ランプ信号は一方の極値から他方の極
値まで増減する。もし、発生したパターンでその間隔に
スイツチングがプログラムされると、これは基準語が０
０００以外のものである場合であるが、比較器はプログ
ラムされた瞬時にその状態をスイツチングすることによ
つて応動する。符号変換回路５０を通つて、比較器４０
からの線路３４の出力は、比較器モードビツトＳのレベ
ルに従つて一方または他方の極性を割当てられ、また、
符号変換回路５０を通つて“順゛か”逆゛の比較モード
を定めるように求められて指定されたパターンＵＶＷＸ
ＹＺと間隔ＫＬＭＮについてＲＯＭ回路３０に属する記
憶装置１１５にもプログラムされる。符号変換回路５０
もまた、カウンタ・コータ回路９の固体回路装置３３か
ら導出されたビツトＱを送る直結線２９によつて働く。

以下で゛サイクル基準ピットと呼ぶこのビツトＱは、前
記出力が象限１・２または象限３・４の何れに属するか
を判断して、第１０図について前述した波形制御対称特
性を確認する。このＱ信号は基本出側周波数ではただの
方形波である。第１４図の回路図は第１３図の装置の設
置計画を説明したものである。

アナログ周波数目標値信ｘ号ｆは回路７にあたえられ、
この回路は電圧制御発振器ＶＣＯである。

固体回路装置２６のピン４の出力は限時回路２８を通り
線路を経て送られるクロツク信号であつて、その目的は
全体の回路の三相動作に働く信号ＳＣ，Ｓ′２，Ｓ′３
をつくることである。このクロツク信号は限時回路２８
のピン１２，１５に現われて、信号Ｓ′１，Ｓ′２また
はＳ′３として、７ビツト２進アツプカウンタ（カウン
トが上がるカウンタ）である固体回路装置（カウンタ）
１２９にあたえられる。このカウンタから出る大部分の
有効数字はＶであり、これは出側にマσＶを生ずる±ジ
ヨンソンカウンタである固体回路装置（カウンタ）３１
用のクロツクとして線路３２を通つて使われる。カウン
タ装置のこの組合わせから出る６個の低周波線路はビ，
Ｌ′，Ｖ，Ｎ′，σ，Ｐ′であつて、それらの互いに関
係がある波形は第１５図の上部に示してある。これらの
線路は固体回路装置（コード変換回路）３３につながり
、この回路装置は補助のＲＯＭ装置であつて、その入側
にある一組の信号のコード変換を行うようにプログラム
されている。これらの信号はコード変換回路３３から線
路ＫＬＭＮに生じて、間隔指示信号語Ｑを直結線２９に
つくり、このＱはサイクル基準ビツ｝および補助信号Ｃ
とＲであり、これらはそれぞれの線路３５と３６におい
てＡ／Ｄ変換器１７の動作と協働する。第１５図はコー
ド変換回路３３の入側信号に関係した出側の信号を示し
ている。

横目盛は出側の基本波波形の角度位置で目盛をしてある
。第一の線はカウンタ１２９の最初の４ビツトＮＢ′Ｃ
Ｄ′を表わしている。ビの各半サイクルで、純２進コー
ドでＮＢ′Ｃ′Ｄ′＝００００からＡ′ＷＣ！ｄ＝１１
１１まで１６段でかわる。この変化は小ランプ信号で表
わされ、ビの状態が変化するごとにりセツトされる。次
の表Ｘは使用したコードに従つて１２間隔の識別語を表
わしたものである。

間隔を定義した第１５図のビ，Ｌ′，Ｖ，マ波形は９０
定軸にたいして対称である。

その結果、間隔名称は第２象限では出側波形の第１象限
と逆の順序に呼ばれる。第９図から推論されるように、
ランプ情報ＡＢＣＤもまた、９０さ軸と対称であるとい
うことと組合わせると、この特性のため第１象限のスイ
ツチング位置の鏡像である第２象限のスイツチング位置
が得られる。選ばれたコードの第２の特性は１８０得軸
以後は同じ波形が再現されるということであり、このた
め出側信号に同じ半波が得られる。第１３図のシステム
の入側クロツクの任意の段で、出側線路は、いま要求さ
れているパターンによつて定るようなインバータの一つ
の相、たとえば相１にたいする適当なレベルを有する。

波についての選ばれた間隔数は３の倍数であるから、他
の相について第１１図に適するに要するただ一つの相違
点は間隔指示信号語ＫＬＭＮを修正することである。

相２にたいしては、そのクロツク段で、この指示信号は
、それが相１の後に１６個の間隔（すなわち２５６個の
クロツク段）をもつような値をもたなければならない。
相３にたいしては、一それが相１の後に３２個の間隔を
もつような値に変わらなければならない。それ故、第１
３図の回路の出力を他の二つの相の目標値に瞬時な変換
する技術は、ＫＬＭＮの適当な変換を、それがいつも１
６または３２の間隔シフトに応するような仕方で行うこ
とからなる。

対応する変換はＱビツトで動作されねばならない。上側
の線を一定にしておく間にＫ，Ｌ，Ｍ，ＮおよびＱ線を
左へ１２００および２４０，だけ滑らせる，ならばＣの
変換ば第１５図のＫＬＭＮおよびＱレベルで得られる。
このため、相１について明らかなように、第１４図の装
置３３によつてビ，Ｌ′Ｗマσｙ線に働く前述のコード
変換もまた、相２、相３にたいして変えられなければな
らない。

この変更が一旦、なされると、全システムはすべての相
で適正に応動する。前記観察によつて、第９図の変調器
回路の三相動作がなされる。

再び、第１４図について、固体回路装置２６からの線路
４９におけるクロツク信号Ｓ′．は（限時回路２８によ
つて）まず、反転され、次に微分回路によつて処理され
、第１６図に示す順序で信号Ｓ′１（またはＸ′）とＳ
′３とになる。それぞれの線路４７，４９の信号ｘ′と
ｙ′は変調器回路が働いている相を判断する。ｘ＝１，
，ｙ＝１のとき、この変調器は相１で働き、ｘ＝１，ｙ
＝０のとき、この変調器は相２で働き、ｘ＝０，ｙ＝１
のとき、この変調器は相３で働く。信号ｘ′とｙ′は線
路４８のＳＣと共に、線路５１，５２でＦ＝０，Ｆ＝１
のとき出側に信号を送る指令装置である固体回路装置１
０８へあたえられる。この状態は安定モードの駆動作用
と非安定モードの禁止作用とに相当する。信号Ｆ．ｌ５
Ｆは線路５３，５４を経て、指令装置１０７によつて信
号を送る制御をＣ行う。それ故、瞬時と考えられる安定
モードではＦ＝０である。回路装置１０８と１０７で次
のピン、すなわち７と１０，５と１１，３と１２，１と
１３が短絡されると考えられる。このことは、ギ：ＢＩ
，Ｃ″，Ｙｆではなくて、Ｎ，Ｖ，Ｃ，σが指令回路１
０７によつて送られるが、固体回路装置１０８からはＸ
′＝Ｘ，ｙｌ＝Ｙ，ＳＣ：Ｓｌ，Ｓ′！＝Ｓ２，Ｓ′３
−Ｓ３が送られる。それ故、位相制御信号Ｘ″，ｙ′は
Ｘ，ｙとしてコード変換回路３３にあたえられる。同様
に、信号Ｓ′１，Ｓ′２およびＳ′３はＳｌ，Ｓ２およ
びＳ３としてフリツプ・フロツプ１１８，１１９、およ
び１２０のクロツク入側にあたえられる。

これらのフリツプ・フロツプは回路３８からの線路“０
ＵＴ゛（線路２５）を監視する。これらのクロツク入力
Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３からの指令があると、これらは線路の
状態を時間ごとに記録して、次の記録までこの状態を保
持する。この線路“０ＵＴ゛は第１３図のプロツク図の
出側線路２５に相当し、すなわち、それは入側状態に応
動する変調器を表わす。第１４図のフリツプ・フロツプ
線路５５，５６，５７は三つの変調器出側を表わす。フ
リツプ・フロツプ１１８，１１９，１２０と実際の出側
φ，，φ２，φ３との間に入れられる回路１２１の役目
は５ボルト論理から１５ボルト論理までのレベル変換を
行うことだけにある。第１４図の回路の中央記憶装置（
ＲＯＭ回路）３０は三つのＲＯＭ装置１１３，１１４，
１１５を含む。ＲＯＭ装置１１３と１１４は、信号Ｆ，
Ｆの状態がそのように制御するとき一定のパターンモー
ドにある出側波形を生ずるに必要なプログラムされた情
報を含み、装置１０７，１０８は４個の下方の信号群（
１０７についてのＮ，仔，ｃ′，σと１０８についての
ｘ′，ｙ′，Ｓ′３，Ｋ／）を指令する。ＲＯＭ装置１
１３と１１４は、たとえば装置１０７と１０８が上方の
４個の信号（１０７についてはＡ〃，Ｂ″，げ，１ｙ１
１′；１０８についてはＸ２，ｙ２，Ｓ″３，Ｋ！′）
を指令するとき非安定モードに出力波を生ずるに必要な
プログラムされた情報をも含ん−Ｘ− ＸＸでいる。

それぞれの場合に、信号Ａ，Ｂ，Ｃ，ｘＤは、しきい値
をすぎたとき、線路３４に出側信号ＣＯＭを生ずる第１
４図の固体回路装置１１０から成立つ比較器４０の入側
の信号ＡＢＣＤとは反対極性である。

中央記憶装置（ＲＯＭ回路）３０はモード状態が記憶さ
れる第四のＲＯＭ装置１１６をも備え、動作モードと符
号状態とを選ぶ適当なＦ信号を線路５１に生じ、従つて
符号回路５０を制御する適当な信号を線路５７に生じる
。

線路１１？）電圧基Ｘ準信号Ｖ に関係するＡ／Ｄ変換
器１７は固体回路装置１１７と固体回路装置（ラツチ装
置）１２２とを備えている。

線路３５の信号ＣＶは変換動作を始めるため固体回路装
置１１７を働かす。線路３６の信号Ｒは、十分おくれて
変換動作を完了させて固体回路装置１１７の出力を保持
し、且つＵＶＷＸＹＺ用に線路１７に安定出力を生ずる
。動作の１クロツクサイクルは次のようにのべることが
できる。このサイクルは、（第１６図）ｔ＝ＴＯで信号
の下降縁で始まる。

カウンタ１２９と３１はこの下向縁と、出力Ｎ乃至νの
中のあるものの変化状態とによつて索引される。同時に
モード変換回路３３の入側のＸ，ｙ信号はｘ＝０，ｙ＝
１になる。そこでコード変換が相３に適するようにおこ
り、適当な指示信号語ＫＬＭＮはＲＯＭ装置１１３，１
１４，１１５に含まれた三つの２０４８ビツト記憶装置
から成立つているＲＯＭ回路３０にあたえられる。Ｘ−
ＸＸ＋このＲＯＭ回路は基準語ＡＢＣＤと比較器モード
ビツトＳとの状態を更新することにより応答する。

Ｓを発生するＲＯＭ装置１１６は実際には、ＲＯＭ装置
１１５の出側線路の構成を有用な２５６×８性能から必
要な１０２４×２性能に単に変えるマルチプレクシング
回路である。この標準語は比較器４０にあたえられ、こ
の比較器はランプ語ＡＢＣＤをも受ける。このランプ語
はＮＷＣぴの形でカウンタ・１２９で（純２進４ビツト
上昇のみのランプ信号）でつくられる。この語は指令回
路１０７を経て、一組の排他的論理和装置１０９に送ら
れ、そこでそれは上昇ランプ信号から下降ランプ信号に
第１０図に示されるように変換される。しきい値におい
て、比較器４０は符号変換装置３８にあたえられる信号
ＣＯＭを線路３４に生ずる。この符号変換装置３８は第
１３図のプロツク５０に示すように働く。Ｓビツトの状
態に応じ、且つサイクル基準ビツトＱに応じて処理され
るＣＯＭ信号は線路２５の０ＵＴ信号になる。それ故、
今、考えているクロツク時点で、０ＵＴ線路は相３を修
正する状態を得る。その後、限時回路２８とピン１１と
にあたえられたコンデンサの値で制御されるおくれ時間
の後のｔ二ｔ１の時点で、信号Ｓ′３はＯから１にかわ
る。これに相当する上昇縁で、ピン３でクロツクされる
フリツプ・フロツプ１１８は０ＵＴ線路の値を記録し、
この記録時にその状態に保持される。このフリツプ・フ
ロツプ１１８は０ＵＴ線路の次の変化にかかわらず相３
に関係した情報を保持する。回路１２１のレベル変換の
後に、この情報はφ３出側で使用される。信号Ｓ！３の
状態が変つた後に、コード変換回路３３の入側の信号Ｘ
，ｙはｔ＝ｔ１において状態ｘ＝１，ｙ＝１を得て、コ
ード変換回路３３は適当な相１の間隔を識別するに適し
た状態をＫ，Ｌ，Ｍ，Ｎにあたえるようにコード変換を
改めることに応動する。

その結果、変調器は、それが相１の要求に応するように
０ＵＴ線路２５を調整するように応動する。０ＵＴ線路
２５はそれ故、相３について記録された後の短時間を変
え、この短時間は固体回路装置１０８とモード変換回路
３３とを通るＸ，ｙ信号の伝搬おくれ、ＲＯＭ装置１１
３，１１４，１１５の呼出時間、比較器１１０と符号変
換器３８とをとおるおくれの和であることに注意された
い。

この全時間おくれは０ＵＴ線路２５の記録の急速状態を
妨げるほどの大きさである。ｎクロツク時間の後に、信
号Ｓ′，はｔ＝Ｔ２でＴ゛状態にかえり、ピン３におい
てＳ′，によつてクロツクされるフリツプ・フロツプ１
２０はこの正の変換で０ＵＴ線路を記録する。この瞬時
の０ＵＴ線路２５の状態はこのフリツプ・フロツプ１２
０に固定されたままであつて、相１０）ＰＷＭ波形に関
する情報として出側φ，にあたえられる。ＳＣの変化の
後にＳ′２の変化がおこる。それ故、ｔ：：Ｔ２でコー
ド変換回路３３のＸ，ｙ信号はｘ＝１，ｙ＝０の状態と
なり、この状態でその回路は相２に要求されたコード変
化を行うように働く。変調器０ＵＴ線路は相２に相当し
た状態になる０ｔ＝Ｔ３で、フリツプ・フロツプ１１９
のピン１１におけるＳ′２の正への変換でφ２信号発生
用の０ＵＴ線路２５の記録作用がおこる。第１５図の間
隔指示信号語ＫＬＭＮとその他の信号すなわち、Ｒ，Ｃ
Ｖ，Ｑを発生するため、また、他の二つの相の目的に役
立つようにこれらの信号を適当に変えるため、カウンタ
１２９と３１からのνによる出力Ｋ′は論理回路によつ
て処理されねばならなくて、この論理回路は装置１０８
からのビツトＸ，ｙの相識別対にも応動する。

論理回路３３の役目は出側信号Ｋ，Ｌ，Ｍ，Ｎ，Ｑ，Ｃ
、およびＲの所望の状態を入側信号ビ，Ｌ′，Ｍ，Ｎ′
，σ，Ｐ′，ｘおよびｙのあらゆる起り得る状態に関連
させた真理値表によつて定義することができる。変数Ｍ
，ＮおよびＱの値のみがＸ，ｙの値の変化の影響を受け
るように考えられる。前記真理値表を再現する論理回路
に選ばれる設置計画は、各８ビツト２５６語に構成した
１個のチツプ２０４８ビツト読出専用記憶装置（ＲＯＭ
）、すなわち第１４図の装置３３によつてなされる。も
つと一般に行われている設置計画は数個のチツプを要し
、ＲＯＭの使用は回路簡素化についての我々の目標と一
致する。このＲＯＭは前記真理値表の写しをつくるため
にプログラムされる。次に、第１４図のＡ／Ｄ変換器１
７への入力として線路１６に現われるアナログ電圧指令
信号ＸＶを考えると、この信号はＡ／Ｄカウンタ千少ユ
ール（変換器）１１７によつてデイジタル形式にあたえ
られる。

このデイジタル化した信号はパターン指示信号として使
われる６ビツト語ＵＶＷＸＹＺである。

それ故、電圧制御の全範囲は６４個のひとしい段に変え
られる。Ａ／Ｄ変換器１１７は入側１０にあたえられる
線路３５のパルスＣによつて働き、それによつて変換を
行う。第１５図かられかるように、このパルス（信号）
ＣＶは出力波のサイクルごとに６回つくられる。それ故
、インバータ出側電圧は基本波周期の一ご）
６とに新しい
要求値に更新されるチヤンスがある。この更新時間に、
Ａ／Ｄ変換器出力は最後のＣパルス発生に割当てられた
値を保持する。Ａ／Ｄ変換器１１７がＣＶの前縁につづ
く約２００マイクロ秒間に変換を行つている間に、その
出側の線路はＡ／Ｄ変換器内部クロツクによつて制御さ
れる割合でその状態をたえず変えている。

この変換時中に、Ａ／Ｄ変換器出力は無意味のものであ
つて、変調器では決して処理されない。この目的で回路
１２２が設けられている。この回路１２２は双安定ラツ
チを備え、線路３６で受けた断続信号ＲをあたえるとＡ
／Ｄ変換器出力の状態を読取り、次々のＲパルスの間に
おこる変化を無視してこれらの状態をその出側に再現す
る。第１５図かられかるように、Ｒパルスの前縁はＣＶ
パルスの前縁よりも１５るおくれている。この間の時間
隔は６０へルツで約７００マイタロ秒であつて、２００
マイクロ秒の変換時間をこえているので、このこえてい
る時間に変換器線路が変換の間に使われることはなくな
る。ＣＶおよびＲの信 ．号がＲＯＭ回路３３から出る
線路３３，３６に生ずるとき、ＲＯＭ回路は、時機外れ
の変換すなわちサンプリング（記録動作）をおこすにせ
よ細いパルスを生ずる（誤動作する）ことがしばしばあ
るので、これらの線路にフイルタを入れた後にＣＶおよ
びＲの信号を使うという注意が必要である。ＡＤ変換器
にあたえられるアナログ電圧（入力）が二つのつづくデ
イジタル信号（出力）の間の境界の値に非常に近い場合
に、わずかのアナログ電 １圧の変化で、これらの二つ
のデイジタル出力間を往復（振動）する場合がある。

この現象が拡大されて出力の急激な変化をおこすことに
なる。この型の振動は望ましくない出側の電圧外乱を生
じて、電動機トルクの変動をおこすことになる。この振
二動を抑え、且つ一段から他段への確定した不安定で
ない転換（渡り）を得るため、Ａ／Ｄ変換器変換動作に
ヒステレシスが用いられてきた。これは、デイジタル化
出力をアナログ形に再変換するＤ／Ａ変換器３９（第１
４図）を使い、且つこの ｊ得られた信号の部分を回生
フイードバツクが得られるような極性で前記アナログ入
力と集計して得られる。使われた正フイードバツク利得
は０．２である。第１４図の装置の中央記憶装置３０を
考えると、，普通には４０個の異なる波形が全電圧段か
ら降下して電圧制御範囲の最初の４０段にわたるように
一定パターンモードで出側につくられる。

これらの波形に相当するスイツチングパターンを生ずる
この情報は第１４図の三つのＲＯＭ装置１１３，１１４
，１１５に記憶される。各パターンは所要の基本波電圧
を生じ、且つ電動機の電流の全高調波ひずみを最小にす
るように解析的研究から得られるが、最小導通時間と最
大スイツチング数のインバータ拘束条件に調和するもの
である。出力サイクルの一についての４０個の選ばれた
パターンは第１７Ａ図と第１７Ｂ図に示している。

これらのパターンは減少しつつある基本波電圧の順に１
から４０まで番号がつけられている。パターン作成に要
する情報はＲＯＭ装置１１３，１１４，１１５（第１４
図）に記憶される。この必要な全記憶量は第１３図のプ
ロツク図から、ＲＯＭ３Ｏは２１０＝１０２４アドレス
を定める１０個の入側線路（Ｋ，Ｌ，Ｍ，Ｎ，Ｕ，Ｖ，
Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ，）を有することに留意して計算するこ
とができる。各アドレスで、１０２４×５＝５１２０の
全量を生じて５個の出側線路（Ａ７，ＢＶ，Ｃ）（，Ｄ
Ｘ，Ｓ）の状態が記憶される。この記憶量は三つの２０
４８ビツト単位を使つて作成される。

ＲＯＭ装置１１３と１１４は比較器基準語ＡＶＢ＋Ｃ′
ＸＤＶを生ずるに使われ、またＲＯＭ装置１１５はモー
ドビツトＳを生ずるに使われる。ＲＯＭ装置１１３と１
１４は２５６×８基本構成を有し、すなわち、２５６個
のアドレスと８個の出側線路を有する８個の人側線路（
Ｋ乃至Ｘ）を有する。

第９入力、すなわちＹは（Ｙ＝１のとき）偶数ピン数を
有する４個の出側線路、または（ＹこＯのとき）奇数ピ
ン数を有する４個の出側線路を働かすことができる。も
つとも重要な電圧ビツトＺはＲＯＭ装置１１３（Ｚ＝１
のとき）、またはＲＯＭ装置１１４（Ｚ＝Ｏのとき）を
働かすに使われる。ＲＯＭ装置１１５も２５６Ｘ８構成
を有する。

普通には、それは１０２４×１構成を有して、Ｋ乃至Ｚ
の１０個の入側線路によつて定る１０２４個のアドレス
のそれぞれについて、ただ一つの出側線路Ｓの状態をあ
たえなければならない。ＲＯＭ装置１１５をそのような
要求に適応させるため゛４個の中から１個８をえらぶセ
レクタ回路１１６が二つの、もつとも重要な電圧ビツト
ＹとＺの制御のもとに使われる。このセレクタ回路１１
６は、Ｚ−：１，Ｙこ１のときＲＯＭ装置１１５の出側
線路４を読出して、この線路の状態を線路５７のそれ自
身の出側に（信号Ｓ）再現する。ＺまたはＹがかわると
、セレクタ回路１１６のその他の出側線路は次の表によ
つて読出される。プログラムをつくる際に、これらのＲ
ＯＭ出力は、スイツチングがないどの間隔にもすべてＯ
であることがわかる。それ故、このことはスイツチング
があるすべての間隔を処理し、次にその他のＲＯＭアド
レスを６すべてＯ″のバイト（２進数の集合）で満たす
ことを満足させる。各スイツチングに相当した間隔番号
は第１７Ａ図と第１７Ｂ図で読出されるか、または副間
隔番号を１２で割つた商に１を加えて計算することがで
きる。

この間隔番号は第１５図によつて得られるコードを使つ
て間隔表示信号バイトに変換され、ＫＬＭＮのそれに相
当する状態が入れられる。その次の段は、各スイツチン
グ間隔内にスイツチングがおこる゛短縮しだ副間隔番号
を計算して合計を出すことから成る。これらの番号のそ
れぞれはＯと１５の間にあつて、前記副間隔番号を１２
で割つたものののこりである。これらの結果は６間隔内
のスイツチング副間隔番号”欄に入れられる。これらの
番号のそれぞれに従つて、必要な比較器＋＋＋＊基準バ
イト（ＡＢＣＤ）が表に従つて入れられる。

すべてのパターンについて作業シートを完了した後に、
ノンゼロ出力バイトが記憶されるすべてのＲＯＭアドレ
スを印字した真理値表が得られる。

すべてのＯバイトについて、書きあげてない位置を完了
し、且つそれらのアドレスを純２進シーケンスに配列す
ることによつて、それぞれ回路１１３と１１４用のプロ
グラムを形成する表が得られる。回路１１４用のプログ
ラムもまた、後述するように非安定モード動作に対応す
る区分を含む。このＲＯＭ入側と出側の線路は信号の製
作者名称（記号の中列）とチツプピン番号（記号の下列
）とによつて、第１４図のように信号名（記号の上列）
で表の頂部に識別される。同じ仕方が装置１１５のプロ
グラムについてもなされる。

この場合に各パターンをしらべ、且つ６逆１比較モード
を要するスイツチングがおこるような間隔を識別するこ
とが必要である。このような、比較器が正常モードで働
くようなスイツチングがある間隔と、スイツチングがな
い他のすべての間隔では、ＳビツトはＯ状態に指定され
る。偶数番間隔におこる負レベルから正レベルへの転位
があるか。または奇数番間隔におこる正レベルから負レ
ベルへの転位があるときにはいつでも逆比較モードが必
要である。なお、パターンのレベルが間隔中負のままで
あるときにはいつでも逆比較モードが必要である。この
逆モードを要するスイツチング間隔を各パターンに直接
おくことは第１７Ａ図、第１７Ｂ図を参照して実行する
ことができる。

４０パターンのすべてはビツトの（Ｚ，Ｙ）対の（１，
１），（１，０）および（０，１）の組合わせにより含
まれる。

（０，０）なる組合わせは非安定モードでおこり、こ一
の場合には回路１１６はその出側のピン１３にＲＯＭ出
側線路の状態をもはや再現しない。その代りにそれは接
地入側（すなわちピン１２）の状態を再現し、完全な非
安定モードではＳ＝Ｏとなる。回路１１６の他の半分（
出側３に組合つた半分）は線路５１に信号Ｆを生ずるこ
とに使われ、その動作の一定パターンモードと非安定モ
ードとの間の転位を定める。状態Ｆ＝０は動作の一定パ
ターンモードを設定し、Ｆ＝１への転位は、第４０パタ
ーンによつて得られる電圧よりも低い電圧要求にたいし
て非安定モードへの変換を始める。従つて、回路１１６
の出側３は（Ｚ，Ｙ）（１，１）または（１，０）のと
き、それぞれ接地入側４と２の状態を再現し、これらの
何れかは一定パターンモードだけでおこり、（Ｚ，Ｙ）
（０，０）のときには入側１（論理１に配線された）の
状態を再現し、それは非安定モードだけでおこる。モー
ドスイツチングが行われる電圧範囲におこる（Ｚ，Ｙ）
＝（０，１）については、回路１１６はＲＯＭ装置１１
５の出側線路７を監視する。この線路状態は入側信号Ｕ
，，Ｗ，Ｘの状態だけに応動し、ＫＬＭＮバイトには応
じない。それは、（Ｚ，Ｙ）＝（０，１）の調整範囲・
では第４０パターンより低い電圧要求に相当するあらゆ
る（Ｕ，，Ｗ，Ｘ）組合わせにたいして状態１になる。
これらのすべての組合わせはＸ＝Ｏのとき１であること
を証明するのは容易である。それ故、ＲＯＭ装置１１５
の出側７はｘの状態を再現する。第１４図の装置３８を
考えると、この装置は、比較器１１０が正常モードで働
くようにされるか、比較モードビツトＳの状態に応じて
逆モードで働くようにされるかを決定する。この法則は
比較器出力ＣＯＭの状態がＳ＝０のときのものとして考
えられねばならず、またＳ−１の場合を処理する前に反
転されねばならない。それ故、もし、ＣＯＭ＋が後方の
回路によつて認識された比較器の状態であるならば、Ｓ
＝０のときＣＯＭ７−ＣＯＭであり、Ｓ＝１のときＣＯ
Ｍ７一ＣＯＭである。次に、出側基本波の第１、第２象
限に有効なこのパターン情報は、サイクル基準ビツトＱ
の状態に応じて第３と第４象限に適するように変えられ
ることは回路３８による。この法則は認識された比較器
状態ＣＯＭ７はＱ＝Ｏのとき０ＵＴ線路（回路３８の出
側、ピン４）に変換されるように変換されねばならず、
また、Ｑ＝１のとき変換前に反転されねばならないとい
うことである。次に非安定モードにある変調器の動作に
ついてのべる。

この非安定モードは線路１６の基準出測電圧が最大値の
３９．１％以下に低下するとき始まる。

６０ヘルツの基本周波数の１駆動装置では、この制御電
圧は電圧制御の一定−モードでは通常、２４ｆ）ヘルツ
以下でおこるものである。

非安定モニドの波形合成法則はアナログ変調器回路に使
われる゛三角波法”から示唆され、この方法は低基本波
周波数と低基本波電圧の有効な変調方法として認められ
ている。概念的にはデイジタル上昇・下降ランプ信号は
インバータ出側周波数に無関係に独立した一定周波数時
間基準によつてつくられる。

このようなランプ信号は第１８図に示すような階段形ア
ナログ電圧ＶＴによつて普通には表わされる。信号Ｔは
正レベル３１から負レベル−３１にかわり、６３個の個
々のレベルを受ける。同時に、もう一つの階段信号ＶＲ
がつくられる。これらの段の高さは所望のインバータ出
側周波数にひとしい周波数でＶＲ信号が正弦波に近いよ
うなものである。これらの段がＲ波形でおこる瞬時は、
これらの段がＶＴ波形でおこる瞬時と一致しないが、二
つの波形のどれかによつて、ある瞬間にあるレベルは６
３個の使用する！ノベルの一つでなければならない。比
較器はこれらの二つの波形の相対的大きさに応するよう
につくられて、変調器出力は、ＶＲ信号がＶＴ信号より
もつと正であるときにはいつでも変調器出力の状態は１
であり、またＲ信号がＶＴにひとしいか、またはＶＴよ
りももつと負であるときには変調器出力の状態がＯであ
るように比較器出力を元にしてつくられる。ノ この方法で、アナログ回路に使われる三角測量法の機構
は限時三角波を表わすＶＴと正弦波基準電圧ＶＲとで再
現される。

普通には、電圧制御の範囲が全電圧調整範囲のひくい方
の３９％をこえないとき、８はＶＴの波高値の大きさの
ｌを決してこえない。このことは第１８図を修正した第
１９図に示されるように利用される。この場合に、ＶＴ
で表わされたデイジタルランプは、第１８図のＶＴで表
わされるランプに要する６ビツトではなくて、４ビツト
の情報を与えられて、ただの１６個の個々のレベルを有
する。もし次の条件が満されるならば、第１８図と第１
９図の方法は同じ結果となる。ＶＴ信号の傾斜１にたい
しては、第１８図におけるように、変調器出力の状態は
ＶＴ（５ＶＲの相対的振幅に依存してつくられる。傾斜
２と３にたいしては、ＶＴとＶＲ（および比較器応答）
との間の妨害は無視され、この変調器出力は傾斜１にた
いするのと同じく、再び制御される。傾斜５，６，７，
８にたいしては、妨害は同じく無視されて比較器応答は
同じく無効にされ、変調器出力ば１゛レベルにセツトさ
れる。次にサイクルが再び始まり、傾斜９は傾斜１と同
じく、また傾斜１０は傾斜２と同じく、以下同様に処理
される。この技術はＶＲの第１象限には有効である。

第３象限と第４象限については、第１９図のように正極
性でＲをくりかえし、前記比較法則を幾分修正すること
で足りる。第２０図の関数プロツク図について、第１３
図の変調器の動作が非安定動作モードと単相出力につい
てのべられている。

第１３図の対応する部品と同じ番号が使われ、非安定モ
ードのみに使われる回路は第１４図の番号で示されてい
る。その出力基本周波数は、第１３図のように線路６の
信号ＸｆとＶＣＯ７とでやはり、定められる。

同じカウンタ・コータ装置９が使われて、線路１８に間
隔指示信号バイトＫＬＭＮを生じる。これらの信号はＡ
／Ｄ変換器１７からの線路１９の出力ＵＶＷＸＹＺと共
に使われて前述のようにＲＯＭシステム３０をアドレス
する。一定パターンモードからの第１の差はＲＯＭプロ
グラミング原理にある。このＲＯＭは記憶されたＰＷＭ
プログラム波ではなくて、第２０図と第２１図の基準波
Ｒのデイジタル等価量をその出側ＡＸＢ＋Ｃ７Ｄゞに生
するようにプログラムされる。この選ばれたプログラム
された正弦波の振幅は、ＵＶＷＸＹＺ線路の状態（前の
パターン指示信号バイトで、ここでは基準波指示信号と
いわれる状態）に依存する。この形は間隔ごとに１６個
の個々のレベルと一つの階段とを許す拘束を考えて、で
きるだけ正弦波に近いものである。間隔指示信号バイト
に用いられるコードは、階段基準正弦波Ａ８Ｂ＋Ｃ＋Ｄ
＋がその９００軸にたいして対称になることを確保する
。゛この基準バイトは前述のように比較器４０にあたえ
られる。一定パターンモードとの他の主な相違は比較が
なされる情報ＡＢＣＤの性質に在る。このため一定周波
数の発振器０ＳＣ４３が設けられる。その出側の信号Ｓ
Ｉ３は線路４５を経てカウント・コード回路１０６にあ
たえられ、線路２０のこの回路出力ＡＢＣＤは第１９図
のランプ波形ＶＴのデイジタル等価量である。このラン
プバイトは比較器２０にあたえられ、この比較器は、こ
れがランプ信号と基準信号との間の妨害であるときには
いつでも線路３４の状態（ＣＯＭ）の変化に応動する。
この比較器出力はランプ状態の情報（信号Ｋ！′，Ｌ（
べＩ）と出力サイクル象限の情報（ビツトＱ）に応じて
処理されて、前に概略をのべた比較法則を与える。変調
器出力０ＵＴは三角波法によつて動作するアナログ回路
の出力を複製する。等価アナログ回路限時三角波の周波
数は発振器発生のＳ″３、すなわち、この場合には３６
０ヘルツよりひくい１２８ヘルツである。一定パターン
モードについて、第１４図でこれまで述べたすべての回
路はほとんど同一な役目に、やはり使われる。

なお、回路４３は４６，０８０ヘルツで発振している不
安定マルチバイブレータとして配線される。その出側信
号Ｓ″３は回路１０６をクロツクするに使われる。これ
は７ビツトの２進カウンタであつて、その出力は位順序
によつて次のようなシーケンス、すなわちぴ，げ，Ｂ″
，ギ，Ｋ″，Ｌ″，Ｎ（′に分けられている。その４個
の最小位ビツトは第１９図の階段三角波で表わされたデ
イジタルランプを形成する。これらのビツトは回路１０
６から出るので、これらの信号は６土昇のみ゛のランプ
信号をなし、１６カウントの後りセツトする。必要なと
き、それらを“上昇・下降゛のランプ信号に変換するに
は、それらは排他的論理和回路でｒと組合わされねばな
らない。この目的で、Ｎ１白アＶは指令回路１０７を通
つて排他的論理和ゲート１０９に送られる。指令回路１
０７は、一定パターンモードのとき通常、これらのゲー
トに回路１２９の出力（ＮＷＣｄ）を通す。非安定モー
ドへの変換を表わして、線路５３のＦｆ）ＳＯから１に
かわるや否や、指令回路１０７はギＢ″Ｃ！′ぴ信号を
１０９に送り始める。Ｆの状態に応じた同じ指令の役目
は回路１０８によつてなされ、Ｆ−ＯまたはＦ＝１の何
れかによつて定るＫ′またはｒを排他的論理ゲート１０
９に送る。この方法で、所要のランプバイトＡＢＣＤは
比較器１１０にあたえられる。以前に大体のべたように
、この比較法則と比較器無効信号とは信号Ｒ，Ｌ＃，Ｖ
に応じて回路３８で制御される。

三相動作は一定パターンモードの場合と似た仕方で処理
される。

デイジタルランプの各段で、基準バイトＡ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ
Ｖは次々に相３，１，２に適した状態になる。次々に変
化した後に、線路２５の出力は回路１１８，１１９，１
２０の対応するフリツプ・フロツプによつて記録される
。Ａ＋Ｂ＋ｃ）（Ｄ７の複数の変化はＸ，ｙの変化状態
によつておこつた間隔指示信号ＫＬＭＮの変化の結果で
ある。回路１０８によつて、これらの信号が一定パター
ンモードで働いているようなｘ′，ｙ′を再現するので
はなく、これらの信号は非安定動作モードの／とｙ″に
同じにされる。Ｘ２，ｙ″と出側フリツプ・フロツプ１
１８，１１９，１２０の記録した瞬時点は、第１６図か
ら得られ、もしただ一つの［′ｊ符号が二つの門符号に
置きかえられるならば、非安定動作モードにあてはまる
。第１４図の回路の動作は、一定パターンモードの動作
について前にした説明から非安定動作モードについて容
易に理解されるであろう。

比較器４０の応答は、ランプバイトＡＢＯが基準バイト
Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ＋にひとしいか、それをこえるときには
いつでも線路３４のＣＯＭが″１″状態であるようなも
のである。

ランプと基準バイトとの間の妨害が、基準信号が正の方
である象限（すなわち、Ｑ−０で表わした第１象限と第
２象限）でおこるとき、比較器出力（もしアナログ動作
が複製される予定ならば）第１８図のしきたりに反する
ことが必要である。ランプＡＢＣＤが信号ＫＩ，Ｌ″，
Ｖおよび仮定の限時三角波ＶＴについて表わされた第２
１図に関して、このことは、比較器出力がランプ傾斜１
と４に−致するように反転されねばならないことを表わ
し、これらの出力は（Ｒ，Ｌ″，Ｖ）−（０，０，０）
および（１，１，０）によつて、それぞれ表わされる。
これらの二つの状態で、回路３８は線路２５に０ＵＴ＝
ＣＯＭを生じなければならない。さらに、傾斜２と３に
一致しておこる妨害は無視されねばならず、その出力は
零レベルにセツトされねばならなくて、その理由はこれ
らの位置で、にせのアナログランプがその正の波高値に
よつてのり、基準値を決して妨害しないからである。こ
のことは、（Ｋ！′，Ｌ″，Ｖ）二（１，０，０）およ
び＝（０，１，０）については回路３８は、線路３４の
ＣＯＭの状態がどのようにあつても０ＵＴ＝Ｏを確保し
なければならないことを表わしている。終りに、あらゆ
る妨害は第１８図かられかるように、ＶＴの負の半サイ
クルに相当するから、これらの妨害は無視され、且つそ
の出力は第２１図のＡＢＣ］）の傾斜５，６，７，８に
ついで１”にセツトされねばならない。それ故、回路３
８は装置１０６のピン３のＶ＝１について、回路３８の
ピン２０に０ＵＴ＝１を確保しなければならない。この
システムが非安定モードで動作する電圧制御範囲ののこ
りの２４段では、２４個のいろいろの基準波形に関する
情報がＲＯＭに記憶される。

これらの波形は第１８図にのべた基準正弦波ＶＲを定め
る階段形である。このような、すなわち正弦波形の振幅
は前述の第３表にのべた最後の２４段の一つである所要
出力基本波電圧段を生ずるよ−
Ｘうに選ばれる。電圧目標値Ｖのレ
ベルに応じて、前にのべたような一定パターンモードの
パターンを定めるデイジタル表示信号の記憶された組の
検索についてシステムがなされたのと同じ仕方で一つの
特別な基準波形、すなわち正弦波形に相当した記憶デー
タをこのシステムは検索する。

【図面の簡単な説明】

第１図はＰＷＭ型の可調整速度電動機駆動システムの略
図、第２図はＰＷＭインバータの動作を示す略図、第３
図は標準のパルス波被変調電圧波形ａないしｄと、それ
による出力電流曲線ｅとを示す図面、第４図は三角波法
を使つた管冑変調器のプロツク図、第５図はランプ信号
と正弦波基準電圧とに三角波法を使つた説明図面、第６
図は第５図の技術によつてできたパルス幅被変調波を示
す図面、第７図は三角波法によつてパルス幅変調に特有
の限界を明らかにした三つの曲線ａないしｃを示す図面
、第８図は三角波を使用するときのもう一つの制限条件
を明らかにした曲線ａないしｇを示す図面、第９図は電
動機駆動制御用のＰＷＭ変調器のプロツク図、第１０図
は１サイクル動作中に生じた標準の管胃出力波形を示す
図面、第１１図はこの発明によつて員波がどのように再
構成されるかを１象限について説明した図面、第１２図
はこの発明に従つて所望のパターンの稗波をつくる基本
方法を示す図面、第１３図は一定パターンモードの単相
について、この発明によつた変調器の動作を示すプロツ
ク図、第１４図は一定パターンおよび非安定モードにこ
の発明を実施した特定の回路を示す図面、第１５図は第
１４図の回路でつくられた数個の基本信号の時間関係と
形を説明した図面、第１６図は三相用の変調器の動作を
定めるため、その出側に使われる第１４図の信号を時間
関係で示す図面、第１７Ａ図、第１７Ｂ図は第１４図の
回路に発生される一組の４０個のパターンを説明する図
面、第１８図は、この発明に従つて非安定モードの正弦
階段波に交差するデイジタルランプ信号を示す図面、第
１９図は第１８図の交差方法の変形図面、第２０図は単
相用の非安定モードにある、この発明による変調器の動
作のプロツク図、第２１図は第１４図の回路の入力語Ａ
ＢＣＤ（５Ｋ′ＴＬ賀について、比較器の動作を説明し
た図面、第２２図は変調器の中央記憶装置の追加位置に
記憶されるような、次々のレベルでデイジタルに表わさ
れた標準の正弦波を示す図面である。 なお、これらの図面において同一符号はそれぞれ相当部
分を示している。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 複数の一連の時間隔の一つをカウントし、それにつ
   づく時間隔を逆カウントするカウント装置、所定の大き
   さの制御変数に対応し、パルス幅変調信号の第１象限に
   対応するディジタル表示のパルス幅変調パターンを表示
   する複数の組を記憶し、且つ前記ディジタル表示を時間
   の関数として選ぶために前記カウンタで発生された時間
   アドレス信号に従つて読出される読出専用の記憶装置、
   前記個々の時間隔と時間関係に、且つ前記制御変数の大
   きさのディジタル表示に応じて前記記憶装置から前記デ
   ィジタル表示された組に相当するパターンを検索するデ
   ィジタル装置、前記カウント装置のカウント値と前記デ
   ィジタル装置により検索されたディジタル表示とを比較
   し、その比較結果を出力する比較器装置、前記第１象限
   の検索されたディジタル表示をコード化して前記パルス
   幅変調信号の第２象限にたいしてこのディジタル表示の
   鏡像表示を発生する装置、前記記憶装置と前記鏡像表示
   発生装置とに応動し、前記第１象限の検索されたディジ
   タル表示と反対の符号の表示を発生し、且つ前記第１象
   限と第２象限とにつづく第３象限と第４象限との期間中
   に第２象限の鏡象表示を発生する装置、前記ディジタル
   装置、比較器装置、第２象限にたいする鏡像表示発生装
   置、第３象限と第４象限との期間中にたいする鏡像表示
   発生装置のそれぞれの出力によりパルス幅変調信号を発
   生する出力装置を備えたパルス幅変調装置。