JPS59220074A - サイクロコンバ−タ制御方法 - Google Patents
サイクロコンバ−タ制御方法Info
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- JPS59220074A JPS59220074A JP9348283A JP9348283A JPS59220074A JP S59220074 A JPS59220074 A JP S59220074A JP 9348283 A JP9348283 A JP 9348283A JP 9348283 A JP9348283 A JP 9348283A JP S59220074 A JPS59220074 A JP S59220074A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はサイクロコンバータ制御方法に係り、特に可逆
サイリスク電力変換器を介して交流電動機を駆動ｊるに
当り、この可逆サイリスタ電力変換器を直列接続し、非
対称制御によって入力電源力率の改善を計るに好適なサ
イクロコンバータ制御方法に関する。
サイリスク電力変換器を介して交流電動機を駆動ｊるに
当り、この可逆サイリスタ電力変換器を直列接続し、非
対称制御によって入力電源力率の改善を計るに好適なサ
イクロコンバータ制御方法に関する。
第１図は本発明が適用されるサイクロコンバータ装置の
主回路構成図であり、特に縦属接続数ｎが２の場合を例
示するものである。同図構成に於いて、電源変圧器１，
２，３の１次巻線１１ 、２１ 、３１は図示しない３
相交流電源に接続され、それぞれの２次巻線１２ 、１
３ 、２２ 、２３ 、３２ 、３３は可逆サイリスク
変換器４１１．４１２．４２１．４２２．４３１．４３
２に接続される。可逆サイリスタ変換器４１１．４１２
は誘導電動機または同期電動機等の交流電動機５のＵ相
巻線に正逆両方向の電流を流し得るＵ相変換器を形成す
る。同様に可逆サイリスタ変換器４２１、４２２はＶ相
変換器を、可逆サイリスク変換器４３１．４３２はＷ相
変換器をそれぞれ形成する。
主回路構成図であり、特に縦属接続数ｎが２の場合を例
示するものである。同図構成に於いて、電源変圧器１，
２，３の１次巻線１１ 、２１ 、３１は図示しない３
相交流電源に接続され、それぞれの２次巻線１２ 、１
３ 、２２ 、２３ 、３２ 、３３は可逆サイリスク
変換器４１１．４１２．４２１．４２２．４３１．４３
２に接続される。可逆サイリスタ変換器４１１．４１２
は誘導電動機または同期電動機等の交流電動機５のＵ相
巻線に正逆両方向の電流を流し得るＵ相変換器を形成す
る。同様に可逆サイリスタ変換器４２１、４２２はＶ相
変換器を、可逆サイリスク変換器４３１．４３２はＷ相
変換器をそれぞれ形成する。
第２図は可逆サイリスク変換器４１１．４１２゜４２１
、４２２．４３．１．４３２の詳細回路図を示したもの
である。おのおのの可逆サイリスク変換器は電泥質圧器
を介して与えられる交流電力を直接可変周波数の交流電
力に変喚して交流電動機５に供給する。Ｕ相変換器４１
１．４１２． Ｖ相変換器４２１゜４２２、 Ｗ＠変
換器４３１．４３２はその出力電流が互いに１２０°の
位相差を有する正弦波電流となるように図示しない制御
装置により制御される。ここで可逆サイリスタ変換器を
おのおの２組直列に接続して各相変換器を構成している
のは、サイクロコンバータ装置の入力力率を改善するた
めである。
、４２２．４３．１．４３２の詳細回路図を示したもの
である。おのおのの可逆サイリスク変換器は電泥質圧器
を介して与えられる交流電力を直接可変周波数の交流電
力に変喚して交流電動機５に供給する。Ｕ相変換器４１
１．４１２． Ｖ相変換器４２１゜４２２、 Ｗ＠変
換器４３１．４３２はその出力電流が互いに１２０°の
位相差を有する正弦波電流となるように図示しない制御
装置により制御される。ここで可逆サイリスタ変換器を
おのおの２組直列に接続して各相変換器を構成している
のは、サイクロコンバータ装置の入力力率を改善するた
めである。
そして直列接続した各単位変換器の動作電圧が高＜ ７
：ｃろよ５に非対称に位相制御される。
：ｃろよ５に非対称に位相制御される。
今、サイクロコンバータ装置のＵ相変換器の出力電圧な
■。、各変換器４１１．４１２の出力電圧ンそれぞれ■
１Ｕ、■２Ｕとして周知の非対称制御を行った場合、各
出力電圧ＶＵ、Ｖ１Ｕ、■２Ｕの波形は第３図の波形図
に示すようになる。同図中、■□は変換器４１１．４１
２の最大出力１番圧である。この場合には所定の周波数
の正弦波出力′電圧■Ｕヲ得るのに各変換器４１１．４
１２の出力電圧■１Ｕ、■２Ｕが図示した如くなるよう
に制御したもので、出力電圧■１Ｕが最大出力電圧■６
で運転される場合、出力電圧■２Ｕは■。−■。で与
えられ、一方出力電圧■２Ｕが最大出力電圧■、で運転
される場合には出力電力■１Ｕは八ｒＵ−■□で与えら
れる。このように変換器４１．１．４１２の一方は必ず
最大出力電圧■。で運転されることになり、入力電源力
率が改善される。
■。、各変換器４１１．４１２の出力電圧ンそれぞれ■
１Ｕ、■２Ｕとして周知の非対称制御を行った場合、各
出力電圧ＶＵ、Ｖ１Ｕ、■２Ｕの波形は第３図の波形図
に示すようになる。同図中、■□は変換器４１１．４１
２の最大出力１番圧である。この場合には所定の周波数
の正弦波出力′電圧■Ｕヲ得るのに各変換器４１１．４
１２の出力電圧■１Ｕ、■２Ｕが図示した如くなるよう
に制御したもので、出力電圧■１Ｕが最大出力電圧■６
で運転される場合、出力電圧■２Ｕは■。−■。で与
えられ、一方出力電圧■２Ｕが最大出力電圧■、で運転
される場合には出力電力■１Ｕは八ｒＵ−■□で与えら
れる。このように変換器４１．１．４１２の一方は必ず
最大出力電圧■。で運転されることになり、入力電源力
率が改善される。
一般に最大出力電力■□は変換器の運転モードによって
異る。これは可逆サイリスタ変換器の最大出力電圧が制
御遅れ角のリミット値に依存するためである。一般に順
変換動作時の最大制御進み角αリミット値と、逆変換動
作時の最大制御遅れ角βリミット値の値は異る。特に、
βリミット値は逆変換時の転流失敗を防止する上から最
大回生時の正弦波波高値における転流型なり角を考慮し
て定められ、サイクロコンバーク装置では一般にαリミ
ット値が１０’であるのに対し、−βリミット値は３０
°以上になっている。したがって、変換器の最大出力電
圧値■□をβリミット値によって選定した場合には、順
変換側の出力電圧値も低く抑えもれて入力力率改善効果
が低減されることになる。また、順変換側のαリミット
値と逆変換側のβリミット値とを位相制御で別個に設け
た場合には、第４図の波形図に示すように正逆電流切換
え時に出力電圧差が生じて出力電流波形に歪みが生する
。ちなみに、第４図においてｖＵ＊は正弦波出力電圧指
令値を、■ は実出力電圧値を、■ＤｔＺＬは位相制御
でリミットされた順変換最大出力電圧を、Ｖつ、Ｌは位
相制御でリミットされた最大逆変換出力電圧を、ＩＵは
Ｕ相実出力電流値分それぞれ示している。また、第１図
に示すような変換器中性点と電動機５の中性点とを結ば
ないよ５なサイクロコンバータ装置では、３相間の影響
を直接受けるため正弦波出力電流を実現することがぎわ
めて難しくなる。
異る。これは可逆サイリスタ変換器の最大出力電圧が制
御遅れ角のリミット値に依存するためである。一般に順
変換動作時の最大制御進み角αリミット値と、逆変換動
作時の最大制御遅れ角βリミット値の値は異る。特に、
βリミット値は逆変換時の転流失敗を防止する上から最
大回生時の正弦波波高値における転流型なり角を考慮し
て定められ、サイクロコンバーク装置では一般にαリミ
ット値が１０’であるのに対し、−βリミット値は３０
°以上になっている。したがって、変換器の最大出力電
圧値■□をβリミット値によって選定した場合には、順
変換側の出力電圧値も低く抑えもれて入力力率改善効果
が低減されることになる。また、順変換側のαリミット
値と逆変換側のβリミット値とを位相制御で別個に設け
た場合には、第４図の波形図に示すように正逆電流切換
え時に出力電圧差が生じて出力電流波形に歪みが生する
。ちなみに、第４図においてｖＵ＊は正弦波出力電圧指
令値を、■ は実出力電圧値を、■ＤｔＺＬは位相制御
でリミットされた順変換最大出力電圧を、Ｖつ、Ｌは位
相制御でリミットされた最大逆変換出力電圧を、ＩＵは
Ｕ相実出力電流値分それぞれ示している。また、第１図
に示すような変換器中性点と電動機５の中性点とを結ば
ないよ５なサイクロコンバータ装置では、３相間の影響
を直接受けるため正弦波出力電流を実現することがぎわ
めて難しくなる。
従って、本発明の目的は、出力電流波形に歪みケ生じさ
せる事な（各相の各変換器の出力電圧にできるだけ最大
値を与えることにより力率を改善したサイクロコンバー
タ制御方法を提供するにある。
せる事な（各相の各変換器の出力電圧にできるだけ最大
値を与えることにより力率を改善したサイクロコンバー
タ制御方法を提供するにある。
上記目的な達成するために、本発明は逆並列接続された
サイリスタの組により構成された複数個のコンバータを
直列接続して成る変換器を多相交流の各相毎に設けたサ
イクロコンバータを非対称制御しながら、最大出力電圧
を与える変換器の順逆動作を検出し、変換器が逆変換動
作の時は一定の最大値をその出力電圧とし、変換器が順
変換動作の時は転流型なり角に応じて出力電圧を補正す
るサイクロコンバータ制御方法を提供するものである。
サイリスタの組により構成された複数個のコンバータを
直列接続して成る変換器を多相交流の各相毎に設けたサ
イクロコンバータを非対称制御しながら、最大出力電圧
を与える変換器の順逆動作を検出し、変換器が逆変換動
作の時は一定の最大値をその出力電圧とし、変換器が順
変換動作の時は転流型なり角に応じて出力電圧を補正す
るサイクロコンバータ制御方法を提供するものである。
〔発明の実施例〕
以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。
第５図は本発明の一実施例に係るサイクロコンバータ制
御方法を第１図に示す如く縦属接続数ｎが２のサイクロ
コンバータ装置に適用した場合の動作波形図で、同図中
、ψは電動機力率角を、ｖＵはＵ変換器出力を、■ は
出力電流を、■１Ｕ、■２ＵＵ はそれぞれ変換器４１１．４１２の出力電圧を、Ｖ。
御方法を第１図に示す如く縦属接続数ｎが２のサイクロ
コンバータ装置に適用した場合の動作波形図で、同図中
、ψは電動機力率角を、ｖＵはＵ変換器出力を、■ は
出力電流を、■１Ｕ、■２ＵＵ はそれぞれ変換器４１１．４１２の出力電圧を、Ｖ。
は最大出力電圧をそれぞれ示すものである。ちなみに、
第５図の動作波形図は、従来の制御方法による波形図で
ある第３図及び第４図と比較できるように対応して示し
である。
第５図の動作波形図は、従来の制御方法による波形図で
ある第３図及び第４図と比較できるように対応して示し
である。
第３図に示した場合では転流失敗等を考慮して逆変換最
大電圧で選定される最大出力電圧ｖ（ｌが一義的に決め
られるため入力電源力率の非対称制御による改善効果が
大幅に低減されることになるという問題点があり、また
第４図に示した例では変換器の最大出力電圧を順変換側
と逆変換側とに別々にもたせているため、入力電源力率
の改善効果が期待できるが、反面サイクロコンバータの
出力電圧ＶＵは所定の正弦波電流を流す電圧指令値とは
異った不連続点をもった電圧となり、また出力電流波形
にもひずみを生ずるという不具合がある等については先
にも述べた通りである。
大電圧で選定される最大出力電圧ｖ（ｌが一義的に決め
られるため入力電源力率の非対称制御による改善効果が
大幅に低減されることになるという問題点があり、また
第４図に示した例では変換器の最大出力電圧を順変換側
と逆変換側とに別々にもたせているため、入力電源力率
の改善効果が期待できるが、反面サイクロコンバータの
出力電圧ＶＵは所定の正弦波電流を流す電圧指令値とは
異った不連続点をもった電圧となり、また出力電流波形
にもひずみを生ずるという不具合がある等については先
にも述べた通りである。
これに対して、本実施例に於いては、各変換器４１１、
４１２．４２１．４２２．４３１．４３２ の出力′
電圧を第３図の波形図に示す如く最大出力電圧■４及び
■。−■６で求める。一方、変換器が逆変換動作をして
いる場合には、この出力電圧値を負荷電流値、電源電圧
■３及び前回点弧した逆変換器の位相角βより、 に従って演算された転流型なり角Ｕに応じて決定される
許容最大逆変換電圧Ｖ、（Ｕ） と比較して、出力電
圧値がこれを超えた場合には許容最大値を逆変換動作時
の出力電圧として与え、残りの順変換動作中は変換器の
出力電圧をその分だけ補正してやる。ちなみに、第５図
中、逆変換動作期間はＴＩ で示される期間である。
４１２．４２１．４２２．４３１．４３２ の出力′
電圧を第３図の波形図に示す如く最大出力電圧■４及び
■。−■６で求める。一方、変換器が逆変換動作をして
いる場合には、この出力電圧値を負荷電流値、電源電圧
■３及び前回点弧した逆変換器の位相角βより、 に従って演算された転流型なり角Ｕに応じて決定される
許容最大逆変換電圧Ｖ、（Ｕ） と比較して、出力電
圧値がこれを超えた場合には許容最大値を逆変換動作時
の出力電圧として与え、残りの順変換動作中は変換器の
出力電圧をその分だけ補正してやる。ちなみに、第５図
中、逆変換動作期間はＴＩ で示される期間である。
一方、転流型なり角Ｕに対する許容最大逆変換電圧■ａ
（ｕ）を第６図に示す。Ｖａ（ｕ）の最大値は第３図に
おける順変換最大出力電圧■ｒ、１．．最小値は逆変換
最大出力電圧■９β１ に対応している。許容最大逆変
換電圧■６（ｕ）は、負荷電流値ＩＵ及び電源電圧■
に応じて転流型なり角が変化するととに基ぎあらかじめ
転流型なり角Ｕに対して逆変換動作時に転流失敗を防止
するような電圧パターンとして与えられる。この場合、
負荷電流の極性が切り換わるタイミング、すなわち最大
電圧指令値が許容最大逆変換電圧■□（ｕ）より順変換
最大電圧■□に移る時には、逆変換電圧指令値はｊ■変
換最大出力電圧■□に等しくすることができるため出力
電圧の不連続により発生する出力電流波形の歪みを防止
することができる。
（ｕ）を第６図に示す。Ｖａ（ｕ）の最大値は第３図に
おける順変換最大出力電圧■ｒ、１．．最小値は逆変換
最大出力電圧■９β１ に対応している。許容最大逆変
換電圧■６（ｕ）は、負荷電流値ＩＵ及び電源電圧■
に応じて転流型なり角が変化するととに基ぎあらかじめ
転流型なり角Ｕに対して逆変換動作時に転流失敗を防止
するような電圧パターンとして与えられる。この場合、
負荷電流の極性が切り換わるタイミング、すなわち最大
電圧指令値が許容最大逆変換電圧■□（ｕ）より順変換
最大電圧■□に移る時には、逆変換電圧指令値はｊ■変
換最大出力電圧■□に等しくすることができるため出力
電圧の不連続により発生する出力電流波形の歪みを防止
することができる。
第７図はＵ相変換器４１１．４１２に対する出力電圧Ｖ
、Ｕ、■２Ｕを演算するフローチャートを示したもので
ある。ルーチンＦ１に於（・て、Ｕ相の出力電圧値■。
、Ｕ、■２Ｕを演算するフローチャートを示したもので
ある。ルーチンＦ１に於（・て、Ｕ相の出力電圧値■。
が正と判定された場合には、ルーチンＦ１に於いて変換
器４１１の出力電圧■１Ｕを正の最大値Ｖ□とし、変換
器４１２の出力電圧■２ＵをＶ２Ｕ”■Ｕ−ｖａ
”・・・・（２）より求める。また、
ルーチンＦ１にてＵ相出力電圧値■。が負と判定された
場合、ルーチンＦ６に於いて変換器４１２の出力′電圧
は負の最大１■圧−■□（■□≧０）とされ、変換器４
１１の出力電圧をま■１Ｕ＝ＶＵ−ｖｌｌｌ・・・・・
・（３）で求められる。
器４１１の出力電圧■１Ｕを正の最大値Ｖ□とし、変換
器４１２の出力電圧■２ＵをＶ２Ｕ”■Ｕ−ｖａ
”・・・・（２）より求める。また、
ルーチンＦ１にてＵ相出力電圧値■。が負と判定された
場合、ルーチンＦ６に於いて変換器４１２の出力′電圧
は負の最大１■圧−■□（■□≧０）とされ、変換器４
１１の出力電圧をま■１Ｕ＝ＶＵ−ｖｌｌｌ・・・・・
・（３）で求められる。
次に、ルーチンＦ３及びＦ７に於いて逆変換動作を行っ
ている変換器を、各変換器の電圧と負荷電流の極性より
検出し、逆変換動作を行って〜・る変換器がある場合は
ルーチンＦ８またはＦ４に於いてその電圧値■、Ｕまた
はｖ２Ｕとその時の転流型なり角Ｕによる定まる転流可
能な許容最大逆変換電圧Ｖ□（ｕ）とを比較する。比較
の結果、転流可會目ならば電圧値■１ＵまたはＶ２Ｕと
して最大出力電圧ｖｌｉを与え、そうでない場合はル−
チンＦ９またはＦ５に於いて電圧値Ｖ、Ｕまたは■２゜
とじて許容最大逆変換電圧■ｃｌ（ｕ ） または−
■ａ（ｕ）を与え、他方の変換器の出力電圧値■２Ｕま
たは■１Ｕはｖ２Ｕ −■［Ｔ ’ａ（ｕ）
’・−−＋４）ｖｌＵ ＝ ＶＵ ”ａ（
ｕ ） ”’ ・・’ ””なる演算
に基いて新たに求めて与える。
ている変換器を、各変換器の電圧と負荷電流の極性より
検出し、逆変換動作を行って〜・る変換器がある場合は
ルーチンＦ８またはＦ４に於いてその電圧値■、Ｕまた
はｖ２Ｕとその時の転流型なり角Ｕによる定まる転流可
能な許容最大逆変換電圧Ｖ□（ｕ）とを比較する。比較
の結果、転流可會目ならば電圧値■１ＵまたはＶ２Ｕと
して最大出力電圧ｖｌｉを与え、そうでない場合はル−
チンＦ９またはＦ５に於いて電圧値Ｖ、Ｕまたは■２゜
とじて許容最大逆変換電圧■ｃｌ（ｕ ） または−
■ａ（ｕ）を与え、他方の変換器の出力電圧値■２Ｕま
たは■１Ｕはｖ２Ｕ −■［Ｔ ’ａ（ｕ）
’・−−＋４）ｖｌＵ ＝ ＶＵ ”ａ（
ｕ ） ”’ ・・’ ””なる演算
に基いて新たに求めて与える。
上述の如きフローチャートに従ってＵ相変換器４１１、
４１２は勿論、■和製換器４２１．４２２、Ｗ相変換器
４３１．４３２を制御する事により、出力電流波形のひ
ずみをなくし、力率の改暑したサイクロコンバータの制
御を行うことが出来る。
４１２は勿論、■和製換器４２１．４２２、Ｗ相変換器
４３１．４３２を制御する事により、出力電流波形のひ
ずみをなくし、力率の改暑したサイクロコンバータの制
御を行うことが出来る。
以上述べた如く、本発明によれは、直列接続された可逆
サイリスタ変換器のおのおのを非対称制御するのに際し
て、この変換器を２組に分け、最大出力電圧を与える変
換器の順逆変換動作を検出し、逆変換動作時には一定の
最大値、順変換動作時にはその転流型なり角に応じて出
力電圧を補正して与えることにより、正逆の電流切換時
の最大電圧値を順逆両変換とも順変換電圧値に設定でき
る為、歪みのない出力電流波形を実現できると共に、順
逆変換時の最大出力電圧を発生する変換器の動作電圧を
高く保つことが可能となり、従ってサイクロコンバータ
の入力電源力率を改善した経済的なサイクロコンバータ
制御方法を笑現し得るものである。
サイリスタ変換器のおのおのを非対称制御するのに際し
て、この変換器を２組に分け、最大出力電圧を与える変
換器の順逆変換動作を検出し、逆変換動作時には一定の
最大値、順変換動作時にはその転流型なり角に応じて出
力電圧を補正して与えることにより、正逆の電流切換時
の最大電圧値を順逆両変換とも順変換電圧値に設定でき
る為、歪みのない出力電流波形を実現できると共に、順
逆変換時の最大出力電圧を発生する変換器の動作電圧を
高く保つことが可能となり、従ってサイクロコンバータ
の入力電源力率を改善した経済的なサイクロコンバータ
制御方法を笑現し得るものである。
第１図は本発明が適用されるサイクロコンバータ装置の
主回路構成図、 第２図は可逆サイリスク変換器の詳細回路図、第３図は
従来の非対称制御によるサイクロコンバータ装置の動作
波形図、 第４図は従来の他の制御方法による動作波形図で、順逆
変換リミット値を異ならせて非対称制御した場合の動作
波形図、 第５図は本発明の一実施例に係るサイクロコンバータ制
御方法により非対称制御を行なった場合の動作波形図、 第６図は逆変換動作時の転流型なり角ｕＶ−幻する許容
最大逆変換電圧の関係を示す特性図、第７図は本発明に
より非対称制御を行う場合のフローチャートである。 １．２．３・・・電源変圧器、５・・・交流電動機、４
１１、４１２・・・Ｕ相変換器、４２１，４２２・・・
■相変換器、４３１．４３２・・・Ｗ相変換器。 出願人代理人 猪 股 清鶴２図 栴４図 ｖＤｐ Ｌ ＶＤ（Ｉ Ｌ 帛５図 楕６図 − 栴７図 Ｖｄ≧０ ｖｄ（υ）≧０
主回路構成図、 第２図は可逆サイリスク変換器の詳細回路図、第３図は
従来の非対称制御によるサイクロコンバータ装置の動作
波形図、 第４図は従来の他の制御方法による動作波形図で、順逆
変換リミット値を異ならせて非対称制御した場合の動作
波形図、 第５図は本発明の一実施例に係るサイクロコンバータ制
御方法により非対称制御を行なった場合の動作波形図、 第６図は逆変換動作時の転流型なり角ｕＶ−幻する許容
最大逆変換電圧の関係を示す特性図、第７図は本発明に
より非対称制御を行う場合のフローチャートである。 １．２．３・・・電源変圧器、５・・・交流電動機、４
１１、４１２・・・Ｕ相変換器、４２１，４２２・・・
■相変換器、４３１．４３２・・・Ｗ相変換器。 出願人代理人 猪 股 清鶴２図 栴４図 ｖＤｐ Ｌ ＶＤ（Ｉ Ｌ 帛５図 楕６図 − 栴７図 Ｖｄ≧０ ｖｄ（υ）≧０
Claims (1)
- 逆並列接続されたサイリスタの組により構成された複数
個のコンバータを直列接続して成る変換器を多相交流の
各相毎に設けたサイクロコンバータを非対称制御しなが
ら、最大出力電圧を与える変換器の順逆動作を検出し、
変換器が逆変換動作の時は一定の最大値をその出力電圧
とし、変換器が順変換動作の時は転流型なり角に応じて
出力電圧を補正する事を特徴とするサイクロコンバータ
制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9348283A JPS59220074A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9348283A JPS59220074A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59220074A true JPS59220074A (ja) | 1984-12-11 |
Family
ID=14083562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9348283A Pending JPS59220074A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59220074A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63157674A (ja) * | 1986-12-22 | 1988-06-30 | Hitachi Ltd | サイクロコンバ−タ装置 |
-
1983
- 1983-05-27 JP JP9348283A patent/JPS59220074A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63157674A (ja) * | 1986-12-22 | 1988-06-30 | Hitachi Ltd | サイクロコンバ−タ装置 |
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