JPS5920983B2 - インピ−ダンス変化検出回路 - Google Patents
インピ−ダンス変化検出回路Info
- Publication number
- JPS5920983B2 JPS5920983B2 JP4864377A JP4864377A JPS5920983B2 JP S5920983 B2 JPS5920983 B2 JP S5920983B2 JP 4864377 A JP4864377 A JP 4864377A JP 4864377 A JP4864377 A JP 4864377A JP S5920983 B2 JPS5920983 B2 JP S5920983B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- detection circuit
- bridge
- circuit
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Landscapes
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、渦電流形変位変換器のように測定変位量をイ
ンダクタンス変化として検出する装置等、に使用される
インピーダンス変化検出回路に関するものである。
ンダクタンス変化として検出する装置等、に使用される
インピーダンス変化検出回路に関するものである。
一般に渦電流形変位変換器における変位Ｘと出力感度ｄ
Ｌ／ ｄｘとの関係は第１図に示すようになつている。
Ｌ／ ｄｘとの関係は第１図に示すようになつている。
すなわち、変位Ｘが大きくなるにつ・ れて出力感度ｄ
Ｌ／ｄｘが低下してくる。このため、変換器を変位の大
きい状態で使用するためにはインピーダンス変化検出回
路をその使用状態において最高の感度を得ることのでき
る状態としておかなければならない。従来、この種の装
置におり いては温度変化に対する精度補償等は行なわ
れているが、感度の面においてはなんら補償はされてい
なかつた。本発明は上記のような従来装置の欠点をなく
し、使用される変位の大きさが変化した場合にも、常５
にその使用状態における最良の特性を維持することの
できるインピーダンス変化検出回路を簡単な構成により
実現することを目的としたものである。
Ｌ／ｄｘが低下してくる。このため、変換器を変位の大
きい状態で使用するためにはインピーダンス変化検出回
路をその使用状態において最高の感度を得ることのでき
る状態としておかなければならない。従来、この種の装
置におり いては温度変化に対する精度補償等は行なわ
れているが、感度の面においてはなんら補償はされてい
なかつた。本発明は上記のような従来装置の欠点をなく
し、使用される変位の大きさが変化した場合にも、常５
にその使用状態における最良の特性を維持することの
できるインピーダンス変化検出回路を簡単な構成により
実現することを目的としたものである。
本発明のインピーダンス変化検出回路は、最高の感度を
得るための条件としてブリツジの中点に現われる電圧の
位相（以下、単に中点の位相という）に着目し、この位
相を一定の値に制御することによりその使用状態におけ
る最高の感度を維持するようにしたものである。第２図
は本発明のインピーダンス変化検出回路の基本となるブ
リツジの一例を示す構成図である。
得るための条件としてブリツジの中点に現われる電圧の
位相（以下、単に中点の位相という）に着目し、この位
相を一定の値に制御することによりその使用状態におけ
る最高の感度を維持するようにしたものである。第２図
は本発明のインピーダンス変化検出回路の基本となるブ
リツジの一例を示す構成図である。
図において、Ｒ，，Ｒ２は抵抗、Ｃｌ，Ｃ２はコンデン
サ、Ｌ，は検出用コイル、Ｌ２は補償用コイルである。
これらの抵抗Ｒ，，Ｒ２、コンデンサＣｌ，Ｃ２、コイ
ルＬｌ，Ｌ２は図示の如く共振回路を含むブリツジを構
成している００ＳＣはブリツジの電源、ＳＲはブリツジ
の出力電圧Ｅ。ｕｔを電源電圧Ｅｉにより同期整流する
同期整流回路である。このように構成されたインピーダ
ンス変化検出回路において、ブリツジの中点Ａに現われ
る電圧ＥＡについて考えてみると、ブリツジの出力を決
定するパラメータのうち抵抗Ｒ，、コンデンサＣ１、コ
イルＬ１、電源電圧Ｅｉの角周波数ωを変化させると、
電圧ＥＡのベクトル軌跡は第３図に示す如き円を画くこ
とになる。また、補償用コイルＬ２側の中点についても
同様のことが言える。このため、中点間の電位差として
得られるブリツジの出力Ｊ。ｕｔは、ベクトルＩＡの先
端から軌跡円の接線方向に向かうベクトルとなる。また
、この出力Ｄ。ｕｔを電源電圧Ｅｉにより同期整流した
出力Ｖ。ｕｔは、Ｘ軸と平行な成分となる。ここで、第
３図のベクトル図を使用して最高の感度を得るための条
件について考えてみる。
サ、Ｌ，は検出用コイル、Ｌ２は補償用コイルである。
これらの抵抗Ｒ，，Ｒ２、コンデンサＣｌ，Ｃ２、コイ
ルＬｌ，Ｌ２は図示の如く共振回路を含むブリツジを構
成している００ＳＣはブリツジの電源、ＳＲはブリツジ
の出力電圧Ｅ。ｕｔを電源電圧Ｅｉにより同期整流する
同期整流回路である。このように構成されたインピーダ
ンス変化検出回路において、ブリツジの中点Ａに現われ
る電圧ＥＡについて考えてみると、ブリツジの出力を決
定するパラメータのうち抵抗Ｒ，、コンデンサＣ１、コ
イルＬ１、電源電圧Ｅｉの角周波数ωを変化させると、
電圧ＥＡのベクトル軌跡は第３図に示す如き円を画くこ
とになる。また、補償用コイルＬ２側の中点についても
同様のことが言える。このため、中点間の電位差として
得られるブリツジの出力Ｊ。ｕｔは、ベクトルＩＡの先
端から軌跡円の接線方向に向かうベクトルとなる。また
、この出力Ｄ。ｕｔを電源電圧Ｅｉにより同期整流した
出力Ｖ。ｕｔは、Ｘ軸と平行な成分となる。ここで、第
３図のベクトル図を使用して最高の感度を得るための条
件について考えてみる。
感度が最高であるということは、前記したブリツジのパ
ラメータを微少変動させた時に、その出力ＥＯｕｔにお
ける電源電圧Ｅｉと同期の成分、すなわち図においては
Ｘ軸成分の変化が最も大きくなるということである。前
記したように、ブリツジの出力≦。Ｕｔは軌跡円におけ
る接線方向のベクトルである０で、θ＝Ｏの点（共振点
）で最大となる。しかしながら、この時の出力Ｄ。ｕｔ
はＸ軸とは直交するベクトルとなるので、同期整流出力
ＶＯｕｔは０となつてしまう。そこで、これらの条件を
勘案してブリツジの感度が最高となる検出側および補償
側の中点の位相θを求めると、それぞれ電源電圧Ｅｉに
対して＋３０求または−３０ぞ近傍ということになる。
また、このようにすることにより、温度変化等の外乱の
影響に対しても最良の特性を得ることができる。本発明
のインピーダンス変化検出回路は、変位の大きさや周囲
温度等の使用状態に関係なく常に上記の条件を満足する
ようにブリツジの中点の位相を制御するようにしたもの
である。
ラメータを微少変動させた時に、その出力ＥＯｕｔにお
ける電源電圧Ｅｉと同期の成分、すなわち図においては
Ｘ軸成分の変化が最も大きくなるということである。前
記したように、ブリツジの出力≦。Ｕｔは軌跡円におけ
る接線方向のベクトルである０で、θ＝Ｏの点（共振点
）で最大となる。しかしながら、この時の出力Ｄ。ｕｔ
はＸ軸とは直交するベクトルとなるので、同期整流出力
ＶＯｕｔは０となつてしまう。そこで、これらの条件を
勘案してブリツジの感度が最高となる検出側および補償
側の中点の位相θを求めると、それぞれ電源電圧Ｅｉに
対して＋３０求または−３０ぞ近傍ということになる。
また、このようにすることにより、温度変化等の外乱の
影響に対しても最良の特性を得ることができる。本発明
のインピーダンス変化検出回路は、変位の大きさや周囲
温度等の使用状態に関係なく常に上記の条件を満足する
ようにブリツジの中点の位相を制御するようにしたもの
である。
中点の位相を制御するためには抵抗Ｒｌ，Ｒ２、コンデ
ンサＣｌ，Ｃ２、コイルＬｌ，Ｌ２、電源電圧Ｅｉの角
周波数ωのどれを変化させてもよいが、本発明のインピ
ーダンス変化検出回路ではブリツジの検出側、補償側の
各辺に共通であり、しかも出力感度以外に影響を与える
ことのない要素である電源電圧Ｅｉの角周波数ωを利用
している。すなわち、電源０ＳＣの発振周波数を制御す
ることによりこの周波数をブリツジの中点の位相が電源
電圧Ｅｉに対して＋３０ツまたは−３０相近傍となるよ
うな値に設定するものである。第４図は本発明のインピ
ーダンス変化検出回路の一実施例を示す構成図である。
ンサＣｌ，Ｃ２、コイルＬｌ，Ｌ２、電源電圧Ｅｉの角
周波数ωのどれを変化させてもよいが、本発明のインピ
ーダンス変化検出回路ではブリツジの検出側、補償側の
各辺に共通であり、しかも出力感度以外に影響を与える
ことのない要素である電源電圧Ｅｉの角周波数ωを利用
している。すなわち、電源０ＳＣの発振周波数を制御す
ることによりこの周波数をブリツジの中点の位相が電源
電圧Ｅｉに対して＋３０ツまたは−３０相近傍となるよ
うな値に設定するものである。第４図は本発明のインピ
ーダンス変化検出回路の一実施例を示す構成図である。
図において前記した第２図と同様のものは同一符号を付
して示す。Ｒ３〜Ｒ９は抵抗、Ｃ３〜Ｃ５はコンデンサ
、Ｌ３はコイル、Ａ１〜Ａ３は演算増幅器、ＰＤｌ〜Ｐ
Ｄ，は波高値検出回路、Ｄｃはバリキヤツプダイオード
、Ｄｐはプログラマブル・ユニジヤンクシヨン・トラン
ジスタ（ＰｒＯｇｒａｍａｂｌｅＵｎｉｊｕｎｃｔｉＯ
ｎＴｒａｎｓｉｓｔＯｒ以下ＰＵＴという）、ＥＳｌ，
ＥＳ２は基準電圧である。ここで、ＰＵＴとは図中のア
ノードＡの電位が抵抗Ｒ７，Ｒ８により決定されるゲー
トＧの電位を越えた時にアノードＡ・カソードＫ間が導
通するもので、導通後の特性は一般のサイリスタと同様
に電流がある値以下となつた時に非導通（ターンオフ）
となる。演算増幅器Ａ１は抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３，
ＣぃコイルＬ３、バリキヤツプダイオードＤｃとともに
発振器すなわちブリツジの電源０ＳＣを構成している。
バリキヤツプダイオードＤｃのバイアス電圧は抵抗Ｒ４
，Ｒ５を介して印加される。バリキヤツプダイオードＤ
ｃにおいてその一端は抵抗Ｒ５を介して負極性の動作電
源（ト）に接続され、また他端は抵抗Ｒ４を介して後述
する自動周波数制御回路に接続されて制御電圧ＶＦが印
加される。すなわち、バリキャップダイオードＤｃに印
加される制御電圧ＶＦを変化させることにより電源０Ｓ
Ｃの発振周波数を制御することができる。演算増幅器Ａ
２は一方の入力端に波高値検出回路ＰＤｌを介して電源
電圧Ｅｉが印加されるとともに、他方の入力端には基準
電圧ＥＳｌが印加されて自動利得制御回路（以下、ＡＧ
Ｃ回路という）を構成し、電源０ＳＣの出力電圧Ｅｉの
振幅を一定の値となるように制御している。演算増幅器
Ａ３は一方の入力端に波高値検出回路ＰＤ２を介してブ
リツジの補償側中点が接続されるとともに、他方の入力
端には基準電圧ＥＳ２が印加され、また出力端は抵抗Ｒ
６を介してコンデンサＣ５に接続されて自動周波数制御
回路（以下、ＡＦＣ回路という）を構成し、ブリツジの
補償用コイル側の中点の位相を電源電圧Ｅｉに対して３
０イとなるように電源０ＳＣの発振周波数を制御してい
る。なお、抵抗Ｒ７〜Ｒ，およびＰＵＴＤｐはＡＦＣ回
路のリセツト回路であり、ＰＵＴＤｐのゲートＧは抵抗
Ｒ７，Ｒ８よりなる分圧回路に接続され、アノードＡは
コンデンサＣ５の一端、カソードＫは抵抗Ｒ，を介して
コンデンサＣ５の他端にそれぞれ接続されている。以上
のように構成された本発明のインピーダンス変化検出回
路において、その動作は次の通りである。
して示す。Ｒ３〜Ｒ９は抵抗、Ｃ３〜Ｃ５はコンデンサ
、Ｌ３はコイル、Ａ１〜Ａ３は演算増幅器、ＰＤｌ〜Ｐ
Ｄ，は波高値検出回路、Ｄｃはバリキヤツプダイオード
、Ｄｐはプログラマブル・ユニジヤンクシヨン・トラン
ジスタ（ＰｒＯｇｒａｍａｂｌｅＵｎｉｊｕｎｃｔｉＯ
ｎＴｒａｎｓｉｓｔＯｒ以下ＰＵＴという）、ＥＳｌ，
ＥＳ２は基準電圧である。ここで、ＰＵＴとは図中のア
ノードＡの電位が抵抗Ｒ７，Ｒ８により決定されるゲー
トＧの電位を越えた時にアノードＡ・カソードＫ間が導
通するもので、導通後の特性は一般のサイリスタと同様
に電流がある値以下となつた時に非導通（ターンオフ）
となる。演算増幅器Ａ１は抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３，
ＣぃコイルＬ３、バリキヤツプダイオードＤｃとともに
発振器すなわちブリツジの電源０ＳＣを構成している。
バリキヤツプダイオードＤｃのバイアス電圧は抵抗Ｒ４
，Ｒ５を介して印加される。バリキヤツプダイオードＤ
ｃにおいてその一端は抵抗Ｒ５を介して負極性の動作電
源（ト）に接続され、また他端は抵抗Ｒ４を介して後述
する自動周波数制御回路に接続されて制御電圧ＶＦが印
加される。すなわち、バリキャップダイオードＤｃに印
加される制御電圧ＶＦを変化させることにより電源０Ｓ
Ｃの発振周波数を制御することができる。演算増幅器Ａ
２は一方の入力端に波高値検出回路ＰＤｌを介して電源
電圧Ｅｉが印加されるとともに、他方の入力端には基準
電圧ＥＳｌが印加されて自動利得制御回路（以下、ＡＧ
Ｃ回路という）を構成し、電源０ＳＣの出力電圧Ｅｉの
振幅を一定の値となるように制御している。演算増幅器
Ａ３は一方の入力端に波高値検出回路ＰＤ２を介してブ
リツジの補償側中点が接続されるとともに、他方の入力
端には基準電圧ＥＳ２が印加され、また出力端は抵抗Ｒ
６を介してコンデンサＣ５に接続されて自動周波数制御
回路（以下、ＡＦＣ回路という）を構成し、ブリツジの
補償用コイル側の中点の位相を電源電圧Ｅｉに対して３
０イとなるように電源０ＳＣの発振周波数を制御してい
る。なお、抵抗Ｒ７〜Ｒ，およびＰＵＴＤｐはＡＦＣ回
路のリセツト回路であり、ＰＵＴＤｐのゲートＧは抵抗
Ｒ７，Ｒ８よりなる分圧回路に接続され、アノードＡは
コンデンサＣ５の一端、カソードＫは抵抗Ｒ，を介して
コンデンサＣ５の他端にそれぞれ接続されている。以上
のように構成された本発明のインピーダンス変化検出回
路において、その動作は次の通りである。
まず、ＡＧＣ回路はブリツジに印加される電源電圧Ｅｉ
の波高値を検出し、この値が基準電圧ＥＳｌと等しくな
るように電源電圧Ｅｉの振幅を制御する。ＡＦＣ回路は
、補償用コイルＬ２側の中点の電圧の波高値を検出し、
これを演算増幅器Ａ３により基準電圧ＥＳ２と比較する
。この演算増幅器Ａ３の出力は抵抗Ｒ６を介してコンデ
ンサＣ５を充放電し、コンデンサＣ５に生じた電圧は制
御電圧Ｆとして電源０ＳＣのバリキヤツプダイオードＤ
ｃに印加される。したがつて、ＡＦＣ回路はブリツジの
中点の振幅を検出し、これを基準電圧ＥＳ２と比較する
とともに、その大小に応じて制御電圧ＶＦを変化させ、
ブリツジの中点の振幅が一定の値すなわち中点の位相θ
が電源電圧Ｅｉに対して常に３００となるように電源０
ＳＣの発振周波数を制御している。ここで、ＡＦＣ回路
においてはブリッジの中点の位相をその電圧の振幅より
求めるようにしているが、この電圧の位相θと振幅Ｖと
の間には次式のような関係がある。Ｖ θ＝ＣＯｓ−１− ２ｒ すなわち、電源電圧Ｅｉの振幅を一定に制御しているの
で、ベクトル軌跡の半径ｒは一定となり、上式を利用し
て中点の振幅Ｖから位相θを知ることができる。
の波高値を検出し、この値が基準電圧ＥＳｌと等しくな
るように電源電圧Ｅｉの振幅を制御する。ＡＦＣ回路は
、補償用コイルＬ２側の中点の電圧の波高値を検出し、
これを演算増幅器Ａ３により基準電圧ＥＳ２と比較する
。この演算増幅器Ａ３の出力は抵抗Ｒ６を介してコンデ
ンサＣ５を充放電し、コンデンサＣ５に生じた電圧は制
御電圧Ｆとして電源０ＳＣのバリキヤツプダイオードＤ
ｃに印加される。したがつて、ＡＦＣ回路はブリツジの
中点の振幅を検出し、これを基準電圧ＥＳ２と比較する
とともに、その大小に応じて制御電圧ＶＦを変化させ、
ブリツジの中点の振幅が一定の値すなわち中点の位相θ
が電源電圧Ｅｉに対して常に３００となるように電源０
ＳＣの発振周波数を制御している。ここで、ＡＦＣ回路
においてはブリッジの中点の位相をその電圧の振幅より
求めるようにしているが、この電圧の位相θと振幅Ｖと
の間には次式のような関係がある。Ｖ θ＝ＣＯｓ−１− ２ｒ すなわち、電源電圧Ｅｉの振幅を一定に制御しているの
で、ベクトル軌跡の半径ｒは一定となり、上式を利用し
て中点の振幅Ｖから位相θを知ることができる。
りセツト回路において、ＰＵＴＤｐのアノードＡにはコ
ンデンサＣ５に発生する制御電圧ＶＦ印加されており、
ＰＵＴＤｐは制御電圧ＶＦがゲートＧの電圧を越えた時
にコンデンサＣ５の両端間を抵抗Ｒ，を介して短絡し、
制御電圧Ｆの大きさを負の動作電圧（ハ）近傍まで引き
下げる働きをする。
ンデンサＣ５に発生する制御電圧ＶＦ印加されており、
ＰＵＴＤｐは制御電圧ＶＦがゲートＧの電圧を越えた時
にコンデンサＣ５の両端間を抵抗Ｒ，を介して短絡し、
制御電圧Ｆの大きさを負の動作電圧（ハ）近傍まで引き
下げる働きをする。
前記した第３図のベクトル図において、電源０ＳＣの周
波数を増加させると、中点の電圧ベクトルは図中の時計
方向に回転する。ここで、周波数の増加に伴なつてベク
トルが回転し、ベクトルの絶対値が最大の点（共振点）
を通過すると、ＡＦＣ回路における制御系は正帰還とな
つてしまい、制御ができなくなつてしまう。ベクトルの
位相θを３０でに制御している正常な制御状態において
はこのようなことは起こらないが、なんらかの原因によ
りＡＦＣ回路がこのような状態となつた場合には、りセ
ツト回路により制御電圧Ｆをりセツトして所定の制御電
圧から再度制御を開始するようにしたものである。この
ようなインピーダンス変化検出回路において、温度等の
外部条件が変化した場合、精度の補償は補償用コイルＬ
２により行なわれる。
波数を増加させると、中点の電圧ベクトルは図中の時計
方向に回転する。ここで、周波数の増加に伴なつてベク
トルが回転し、ベクトルの絶対値が最大の点（共振点）
を通過すると、ＡＦＣ回路における制御系は正帰還とな
つてしまい、制御ができなくなつてしまう。ベクトルの
位相θを３０でに制御している正常な制御状態において
はこのようなことは起こらないが、なんらかの原因によ
りＡＦＣ回路がこのような状態となつた場合には、りセ
ツト回路により制御電圧Ｆをりセツトして所定の制御電
圧から再度制御を開始するようにしたものである。この
ようなインピーダンス変化検出回路において、温度等の
外部条件が変化した場合、精度の補償は補償用コイルＬ
２により行なわれる。
また、感度の補償については、ＡＦＣ回路により補償用
コイル側の中点の位相を電源電圧Ｅｉに対して常に３０
ルとなるように電源０ＳＣの発振周波数を制御している
ので、常に最高の感度を維持することができる。なお、
以上の説明ではブリツジの中点の位相を３０、に設定し
た場合を例示したが、これは検出用変換素子として使用
されるコイルのインダクタンス変化を検出する場合に最
適の動作点であり、例えばコンデンサのキヤパシタンス
変化を検出するような場合には、位相が−３００の点が
最適の動作点となる。
コイル側の中点の位相を電源電圧Ｅｉに対して常に３０
ルとなるように電源０ＳＣの発振周波数を制御している
ので、常に最高の感度を維持することができる。なお、
以上の説明ではブリツジの中点の位相を３０、に設定し
た場合を例示したが、これは検出用変換素子として使用
されるコイルのインダクタンス変化を検出する場合に最
適の動作点であり、例えばコンデンサのキヤパシタンス
変化を検出するような場合には、位相が−３００の点が
最適の動作点となる。
以上説明したように本発明のインピーダンス変化検出回
路においては、ブリツジの電源電圧Ｅｉの振幅をＡＧＣ
回路を使用して一定の値に保持するとともに、ＡＦＣ回
路によりブリツジの補償側の中点の位相を電源電圧Ｅｉ
に対して常に＋３０または−３００近傍となるように電
源０ＳＣの発振周波数を制御しているので、温度等の外
部条件の変化および使用状態の変化に対して常に最高の
特性を維持することのできるインピーダンス変化検出回
路を簡単な構成により実現することができる。
路においては、ブリツジの電源電圧Ｅｉの振幅をＡＧＣ
回路を使用して一定の値に保持するとともに、ＡＦＣ回
路によりブリツジの補償側の中点の位相を電源電圧Ｅｉ
に対して常に＋３０または−３００近傍となるように電
源０ＳＣの発振周波数を制御しているので、温度等の外
部条件の変化および使用状態の変化に対して常に最高の
特性を維持することのできるインピーダンス変化検出回
路を簡単な構成により実現することができる。
第１図は一般の渦電流形変位変換器における感度特性を
示すグラフ、第２図は本発明のインピーダンス変化検出
回路の基本となるブリツジの一例を示す構成図、第３図
は第２図のブリツジの中点に現われる電圧を示すベクト
ル図、第４図は本発明のインピーダンス変化検出回路の
一実施例を示す構成図である。 ０ＳＣ・・・・・・電源、ＳＲ・・・・・・同期整流回
路、Ａ１〜Ａ３・・・・・・演算増幅器、ＰＤｌＰＤ２
・・・・・・波高値検出回路、Ｄｃ・・・・・・バリキ
ヤツプダイオード、Ｄｐ・・・・・・プログラマブル◆
ユニジヤンクシヨン●トランジスタ。
示すグラフ、第２図は本発明のインピーダンス変化検出
回路の基本となるブリツジの一例を示す構成図、第３図
は第２図のブリツジの中点に現われる電圧を示すベクト
ル図、第４図は本発明のインピーダンス変化検出回路の
一実施例を示す構成図である。 ０ＳＣ・・・・・・電源、ＳＲ・・・・・・同期整流回
路、Ａ１〜Ａ３・・・・・・演算増幅器、ＰＤｌＰＤ２
・・・・・・波高値検出回路、Ｄｃ・・・・・・バリキ
ヤツプダイオード、Ｄｐ・・・・・・プログラマブル◆
ユニジヤンクシヨン●トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ブリッジの一辺に被測定量に対応してそのインピー
ダンスが変化する検出用変換素子を含む第１の並列共振
回路を有するとともに、他の一辺に補償用素子を含む第
２の並列共振回路を有し、このブリッジの出力電圧をブ
リッジに印加される電源電圧により同期整流して取り出
すようにした検出回路において、前記ブリッジに印加さ
れる電源電圧の大きさを一定に保つ自動利得制御回路と
、前記ブリッジの補償用素子側の中点に現われる電圧の
位相を検出しこの電圧の位相が前記電源電圧に対して＋
３０°または−３０°近傍となるように電源の発振周波
数を制御する自動周波数制御回路とを具備することを特
徴とするインピーダンス変化検出回路。 ２ 電源はコイル、コンデンサおよびバリキャップダイ
オードよりなる共振回路を有し、発振周波数を決定する
バリキャップダイオードのバイアス電圧が自動周波数制
御回路の出力電圧により制御されるように構成された前
記特許請求の範囲第１項記載のインピーダンス変化検出
回路。 ３ 自動周波数制御回路はブリッジの補償用素子側の中
点に現われる電圧の波高値を検出する波高値検出回路と
、この波高値検出回路の出力を基準電圧と比較する演算
増幅器と、この演算増幅器の出力により抵抗を介して充
放電され電源のバリキャップダイオードに印加すべき出
力電圧を発生するコンデンサとを具備してなる前記特許
請求の範囲第２項記載のインピーダンス変化検出回路。 ４ 自動周波数制御回路はコンデンサの一端にアノード
が接続されるとともにこのコンデンサの他端に抵抗を介
してカソードが接続されたプログラマブル・ユニジヤン
クシヨン・トランジスタを有し、前記コンデンサに充電
された出力電圧が所定の大きさに達した時には前記プロ
グラマブル・ユニジヤンクシヨン・トランジスタのアノ
ード・カソード間が導通し、前記抵抗を介して前記コン
デンサの両端間に短絡するようにしたリセット回路を具
備してなる前記特許請求の範囲第３項記載のインピーダ
ンス変化検出回路
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4864377A JPS5920983B2 (ja) | 1977-04-27 | 1977-04-27 | インピ−ダンス変化検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4864377A JPS5920983B2 (ja) | 1977-04-27 | 1977-04-27 | インピ−ダンス変化検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53133472A JPS53133472A (en) | 1978-11-21 |
| JPS5920983B2 true JPS5920983B2 (ja) | 1984-05-16 |
Family
ID=12809037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4864377A Expired JPS5920983B2 (ja) | 1977-04-27 | 1977-04-27 | インピ−ダンス変化検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5920983B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61138477U (ja) * | 1985-02-18 | 1986-08-28 |
-
1977
- 1977-04-27 JP JP4864377A patent/JPS5920983B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61138477U (ja) * | 1985-02-18 | 1986-08-28 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53133472A (en) | 1978-11-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5757196A (en) | Capacitive switch actuated by changes in a sensor capacitance | |
| JP3327911B2 (ja) | 混信キャンセル回路 | |
| JPS62131760A (ja) | 直流電圧形成用回路 | |
| JPS61214615A (ja) | 集積回路 | |
| JPH05304771A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US4193046A (en) | Piezo-electric oscillators with automatic gain control | |
| JPS5920983B2 (ja) | インピ−ダンス変化検出回路 | |
| JP2004104942A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2002090401A (ja) | 静電容量センサ回路 | |
| JPH07194126A (ja) | 半波整流回路 | |
| JPH053269Y2 (ja) | ||
| JP2857892B2 (ja) | 比較入力回路 | |
| JP2568571B2 (ja) | 帯域除去周波数制御装置 | |
| JPH02106164A (ja) | 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS6343922B2 (ja) | ||
| US20240093995A1 (en) | Dual-mode control circuit for microelectromechanical system gyroscopes | |
| JPS6315917Y2 (ja) | ||
| JPS5822336Y2 (ja) | アクティブ・フィルタ−回路 | |
| JPS6374205A (ja) | 周波数制御回路 | |
| SU800974A1 (ru) | Стабилизатор посто нного напр жени | |
| JP4051724B2 (ja) | 表面電位検出装置 | |
| JPH041524B2 (ja) | ||
| JPS6333363Y2 (ja) | ||
| JPH0583052A (ja) | 可変利得増幅装置 | |
| JPH0120648Y2 (ja) |