JPS6343922B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は周波数を設定する回路に利得規定回路
と水晶とを有する発振回路に関する。このような
発振回路は、利得が最小レベルを越えるものとし
ては、低コストで信頼できるものである。

［従来技術］ 米国特許第3108223号は、増幅器と誘導子―キ
ヤパシタ（LC）タンク回路とを備え、フイード
バツク・ループに水晶が存在する回路を開示して
いる。しかし、その増幅器は、利得を固定したも
のではなく、水晶と増幅器の入力との間には、何
ら回路部品が存在しない。この米国特許が示して
いる回路は、調波振動を制動するタンク回路であ
り、フイードバツク回路中の抵抗値を重要なレベ
ルにするものではない。

米国特許第4223524号は、異なる水晶増幅器を
示している。この増幅器は、入力と出力とをつな
ぐブリツジ抵抗（以下単にブリツジ抵抗とする）
を設けて、インバータとして用いたものである。
ブリツジ抵抗を有するインバータを用いて増幅動
作させることは、当分野では標準的な設計となつ
ている。

米国特許第3911378号は、TTLインバータ回路
を用いた異なる水晶発振器を示している。

［発明が解決しようとする問題点］ ブリツジ抵抗を有する反転増幅器と、増幅すべ
き信号と反転増幅器との間に設けた抵抗と、を備
えるシステムからの利得は、それらの抵抗の比に
より限定されることは、公知であつた。しかし、
このようなことを利用して、使用回路部品に高精
度を要求することなく、廉価で信頼でき、しかも
スプリアス発振を生じないような発振回路を実現
する試みは、先行技術では行なわれていなかつ
た。即ち、従来の発振回路は、使用回路部品に高
精度が要求されるので高価になり、そして高価に
なるにもかかわらず信頼性に難があるという問題
点を有していた。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の目的は、使用回路部品に高精度を要求
することなく、廉価で信頼できしかもスプリアス
発振を生じないような発振回路を提供することで
ある。

本発明による発振回路では、ある固定利得を有
する市販のインバータを、フイードバツク・ルー
プ中の抵抗と組合せて使用することが可能であ
る。インバータの入出力間には、ブリツジ抵抗を
設ける。これにより利得が少なくとも固定値とな
り、180゜の移相を有する増幅器が、定まる。誘導
子の一方の端が、増幅器の出力に直列につなが
り、キヤパシタが、基準電圧即ちアースと誘導子
の他方の端との間につながつている。これらによ
つて、２番目の180゜移相を提供するように同調し
た直列回路即ちLC回路が定まる。誘導子及びキ
ヤパシタの接続点と増幅器の入力との間のフイー
ドバツク回路に、水晶を設ける。水晶は、本質的
に、移相量における他の回路からの不完全さを補
うのに必要なリアクタンスのみを提供し、これに
より、発振の周波数を正確に制御することができ
る。

水晶を含むフイードバツク回路における少なく
とも所定レベルの抵抗値により、最大実効増幅を
次のような値に設定することができる。即ち、ブ
リツジ抵抗値をフイードバツク回路の抵抗値で割
つた値にである。これによつて、水晶の調波周波
数での発振を生じることになる増幅の可能な変動
（excursion）を制限できる。

使用する回路部品は、高精度である必要はな
く、それ故に、一般的に低コスト即ち廉価であ
る。さらに、例えば、水晶を含むフイードバツク
回路にさらにキヤパシタを用いると、不利な条件
における回路の信頼性は、さらに増し、これによ
り、水晶に実質的な誘導子の機能を与えることに
なる。その上、本発明による回路は、次のような
利点を有する。即ち、回路部品が公称値とは異な
る値に変化していることがあつても、それらが少
なくともある一定の公称値範囲にある限り、スプ
リアス発振が生じないようにできることである。

［実施例］ 本発明による回路は、好ましくは、標準的なト
ランジスタ・トランジスタ論理（TTL）技術で
実施すると良い。そのようなTTL技術は、単一
モジユールにおいて３個のTTLインバータ１，
３及び５を使用するものであり、他の回路部品
が、通常のハンダ接続による個別部品となつてい
るものである。

典型的なTTLモジユールは、次のような条件
のときに少なくとも３の最小利得となるような仕
様に変更した74LS00である。その条件とは、周
波数が15MHz以下、温度が25℃以上、リアクテイ
ブ負荷（load of reactive）が35Ω以上及び動作
電圧が4.5V以上である。TTLモジユールの表記
は、初めの２つの数字74が、温度範囲を表わし、
LSという文字は、低電力のバイポーラトランジ
スタ回路であることを示し、そして00という数字
は、単一の利用可能な入力端子を備えたNAND
回路が４つ存在することを示す。各NAND回路
は、入力信号が内部のトランジスタにおけるベー
スへの制御信号であるときには、最小の入力電流
を引くものである。

そのようなインバータは、基本的な回路設計に
もよるが、もつぱら正の極性となつている複数信
号又はもつぱら負の極性となつている複数信号に
応答する。そのような信号は、0Vをわずかに越
えたレベルにあるものと、（典型的なしきい値は
約1Vであるが、）そのようなレベルを越えたもの
とである。入力がしきい値より低いときは、出力
のレベルは高くなる。入力がしきい値を越えると
きは、出力のレベルは低下する。こうして、反転
動作を行なつている。全ての出力は、入力と同じ
極性（正又は負）をなす。TTLモジユールの実
際の回路部品について及びTTLモジユールの設
計及び動作についてのさらに詳しいことは、本発
明にとつて重要ではないので、省略することにす
る。

インバータ１の入力と出力との間にブリツジ抵
抗７を設けてある。この抵抗値は、例えば、
510Ωである。インバータ１の出力は、1.2μHの誘
導子９の一方の端につながつている。誘導子９の
他方の端には、300pFのキヤパシタ１１の一方の
端がつながつている。このキヤパシタ１１の他方
の端は、基準電位源即ちアースにつながつてい
る。

誘導子９とキヤパシタ１１との接続点は、直列
に入力と出力とを接続したインバータ３及び５に
任意的なキヤパシタ２１を介してつながつてお
り、こうして、インバータ５の出力から線１３に
12MHzの方形波を提供することができる。誘導子
９とキヤパシタ１１との接続点には、キヤパシタ
１７を介して水晶１５がつながつている。

水晶１５は、周波数制御に適応した標準的なも
のである。水晶１５がその最適周波数で動作する
ときは、水晶１５とキヤパシタ１７との直列接続
には、何らリアクテイブ成分は存在せず、水晶１
５には、多くても75Ωの内部抵抗Rxが存在する。
水晶は、本質的に、奇数倍の調波周波数では減衰
するがしかし上記と同様の効果を生じるのに対し
て、偶数倍の調波周波数ではそのような効果を生
じない。水晶を使用する典型的な回路設計では、
多少のキヤパシタンスが存在する。それ故に、特
定のキヤパシタンスを有する直列回路における場
合には、水晶をその特定の周波数となるように用
いている。水晶１５の仕様から、直列に25pFが
必要なので、キヤパシタ１７を用いている。ま
た、水晶１５と直列に、51Ωの抵抗１９を用いて
いる。

回路動作は、自動的且つ固有なものである。通
常の始動電流が、誘導子９とキヤパシタ１１との
LC回路において、共振を生じ、キヤパシタ１１
間の電圧が、水晶１５及び抵抗１９を含むフイー
ドバツク回路を経て、増大することになる。回路
は、まもなくして、インバータ１の飽和によつて
制限を受けた定常状態の正弦動作になる。その正
弦動作のときには、インバータ１への入力の中心
は、インバータ１のしきい値と飽和値との間の１
レベルで安定している。理想的には、インバータ
１が180℃の移相を提供し、誘導子９とキヤパシ
タ１１とのLC回路が、フイードバツクを強化す
るのに必要な２番目の180゜移相を与える。周波数
が理想と異なるときは、回路に最適な周波数をも
たらすのに必要な容量性又は誘導性のリアクタン
スを、水晶１５に適用する。キヤパシタ１７の機
能は、もつぱら、水晶１５にその特定の特性をも
たらすことである。

抵抗１９を通る電流は、抵抗７を経て回路を流
れる。図示していないが、インバータ１，３及び
５には、アース及び動作電圧への接続が存在す
る。これらのインバータは、無視しても良い入力
電流を受け入れてしまうので、重要でない電流
は、インバータ１に対してブリツジ抵抗７でバイ
パスしている。少なくとも最小の出力リアクタン
スを仮定すると、インバータ１の利得は、実質的
に固定したものになる。なぜなら、その利得は、
通常の動作条件下では、インバータ１の出力に設
けた負荷によつて実質的に変化するようなことは
ないからである。この実施例では、キヤパシタ１
１と誘導子９とのLC回路を発振器の周波数12M
Hzに同調したときには、キヤパシタ１１間の電圧
は、最大になるであろう。しかしながら、インバ
ータ１に対して設ける負荷は、キヤパシタ１１間
で180゜の移相を達成するような誘導性でなければ
ならない。これは、発振器の機構において本質的
なことである。従つて、誘導子９の実際のサイズ
は、次のように選択する。即ち、誘導子９が、そ
の公差乃至他の変動の範囲内で全ての場所におい
て、その共振周波数では、同様な条件のキヤパシ
タ１１よりも大きな共振を示すことになるように
である。

キヤパシタ１１間に現われた正弦波をインバー
タ３及び５に印加して、線１３に、TTLに使え
る有用な方形波出力を与える。インバータ３の入
力におけるキヤパシタ２１は、以下説明するよう
に任意的なものである。キヤパシタ２１が回路に
存在しないと仮定すると、定常状態の動作では、
インバータ３への入力は、インバータ１の飽和に
より制限を受ける。インバータ１が飽和すると、
インバータ１の出力側につながつているインバー
タ３は、必然的に過飽和になつてしまう。抵抗１
９を介するフイードバツク回路における減衰の程
度によるが、インバータ１間の増加する発振サイ
クルの中心を過ぎて、非常に速く飽和までインバ
ータ３を駆動することは可能である。インバータ
１，３及び５は、同じでありまた実質的に同じ条
件にあるので、外部的な要因によりインバータ３
の速いスイツチングに影響を与えないように、応
答におけるそれらの変化は、互いに追跡関係にあ
るべきである。インバータ５は、もう１つの位相
反転を与え、出力波をさらに方形にするように働
く。従つて、次のような方形波が発生する。即
ち、インバータ１をサイン７の中心によりも高く
駆動するときには、周期の実質的に全期間中線１
３に高いレベルの方形波が生じ、発振がサイクル
の中心よりも低いときには、その期間中、線１３
に低いレベルの方形波が生じるのである。

対称性（symmetry）を重要視するような場合
には、インバータ３への入力に、キヤパシタ２１
と誘導子２５を介してつながつたインバータ２３
とを設ける。キヤパシタ２１は、インバータ１の
飽和期間中における非線型性から生じる直流を分
離する。同時に、しきい値レベルにある直流信号
を誘導子２５を介してインバータ２３の入力に印
加する。インバータ２３は、TTLモジユールに
おける第４番目のインバータであり、その出力を
その入力に直接接続して、必然的に、しきい値に
ある入力を有するようになつている。インバータ
２３の入力は、誘導子２５を介してインバータ３
の入力につながつている。この誘導子２５は、イ
ンバータ３への交流信号を、インバータ２３の入
力における低インピーダンスから分離するのに十
分な大きさとなつている。やはり、インバータ
１，３，５及び２３は、ともにほとんど同じもの
であり、それ故に、ともに変化を追跡する関係に
ある。インバータ３及び２３は、同じものなので
インバータ２３の入力における直流のレベルは、
絶えず、インバータ３のしきい値にある。インバ
ータ２３からのノイズは、誘導子２５とインバー
タ２３の入力との接続点につながつたキヤパシタ
２７により、アースにバイパスする。

このような回路は、独特な利点を有する。その
ような利点は、後に説明する理論的な分析により
明らかとなるが、次のようなことである。即ち、
利得が非制限値まで上昇すると仮定し、一方、基
本周波数での発振を保証する場合でさえ、全く意
図した確率でスプリアス発振を除外できることで
ある。それ故に、例え回路部品に正確な応答が必
要とされず、また回路全体が廉価となるようなこ
とがあつても、高信頼性が必要な実際の適用例に
ついて、自信を持つて本発明を使用することが可
能である。

一般的なループ利得の分析 所与の周波数についての連続する正弦発振は、
次のようなときに、実現する。即ち、その周波数
での回路ループを巡る利得が、１を越えるときで
ある。回路の分析は、テブナンの定理を用いて行
うことができる。この定理は、回路分析において
線型回路網を、その回路網の開放電圧に等しい電
圧と、電圧0Vのときのその回路網の測定インピ
ーダンスとで置換できることである。

発振器のループをたどつてみる。インバータ１
の入力から出力までの利得は、インバータ１の利
得特性GIである。信号を反転するとき、利得は、
−GIである。

インバータ１の出力と誘導子９及びキヤパシタ
１１の接続点との間の回路部分を、テブナンの定
理を用いて実効部品に置換する。等価電圧GTh
は、キヤパシタ１１間の電圧である。回路のこの
部分は、キヤパシタ１１及び誘導子９の簡単な電
圧ブリツジをなす。

従つて、直列回路における電圧についての簡単
な回路分析により、次のようになる。即ち、 GTh＝−ｊ／ωC／jωL−ｊ／ωC ωは、角周波数（ラジアン／秒） Ｃは、キヤパシタ１１のキヤパシタンスＬは、
誘導子９のインダクタンス 簡略化して、 GTh＝−１／ω²LC−１ インバータ１の出力へのインピーダンスが、無
視できるくらいに小さいとき、等価インピーダン
スZThは、誘導子９及びキヤパシタ１１の共通並
列回路となる。従つて、 ZTh＝jωL・（−ｊ／ωC）／jωL−ｊ／ωC 簡略化して、 ZTh＝−jωL／ω²LC−１ 発振器のフイードバツク・ループ全体を巡るイ
ンピーダンスからの利得GRは、簡単な抵抗分割
器の条件となり、発振器までの利得は、インバー
タ１への実効入力インピーダンスに現われるその
部分である。従つて、 GR＝Rin／（ZTh＋Zx＋Rx＋R19＋Rin） Zxは、水晶１５及びキヤパシタ１７のリアク
テイブ・インピーダンスである。

Rxは、水晶１５の抵抗性インピーダンスであ
る。

Rinは、インバータ１の実効入力インピーダン
スである。

Ｒ１９は、抵抗１９の抵抗値である。

これら３つの成分GI，GTh及びGRが、利得の
全成分である。GIは、能動部品に関するので、
通常、その値は、１よりも大きくなる。GThの
値は、１よりも大きくなり得るし、一方、GR
は、受動部品に関するものであり、分母にZThが
あるので、その値は、１よりも小さい。

従つて、発振器を巡る全利得GLoopは、次の
ようになる。即ち、 GLoop＝−GI・GTh・GR 先の式を代入すると GLoop＝−GI・−１／ω²LC−１ ・Rin／（ZTh＋Zx＋Rx＋R19＋Rin） (1) 結局、Rinは、次のようなことを認識すれば、
見出し得る。即ち、インバータ１の入力に現われ
る実効抵抗値により、電流が抵抗７を通るように
なることをである（インバータ１が引く電流は、
無視できるので）。インバータ１の出力電圧は、
入力電圧VinにGIを掛けたものになる。出力は反
転するので、抵抗７間の電圧は、Vin＋GI・Vin
である。即ちVin（GI＋１）である。Ｒ７を抵抗
７の抵抗値とすると、抵抗７を両れる電流Iinは、
電圧を抵抗値で割ることにより、定まる。即ち、 Iin＝Vin（GI＋１）／R7 実効抵抗値Rinは、入力において電圧を電流で
割ることにより、定まる。即ち、 Rin＝Vin／Vin（GI＋１）／R7＝R7／GI＋１ これを式(1)に代入して、 GLoop＝−GI・−１／ω²LC−１・R7／GI＋１／ZTh＋Zx
＋Rx＋R19＋R7／GI＋１(2) 式(2)により、回路全体についての確かな分析が
可能である。GIの値が非常に大きいと仮定する
と、ループ利得では、直接的に増大する部分（式
(2)における分子左側の項）と、ブリツジ・インピ
ーダンスからの減少する部分（式(2)における分子
右側の項）とが存在する。GIについてのこれら
の変化は、相殺することになり、利得全体は、変
化しないことになる。

実際、次のことは、増幅器について公知であ
り、また、理論的に説明することができる。即
ち、インバータ増幅器にブリツジ抵抗を設け、入
力が必ず抵抗を通過するようになつている場合に
は、インバータ増幅器間の利得は、入力抵抗の抵
抗値でブリツジ抵抗の抵抗値を割つたときの比に
より制限を受ける。この実施例では、これらの抵
抗は、抵抗７（Ｒ７）と、抵抗１９（Ｒ１９）に
水晶１５の抵抗（Rx）を加えたものとであり、
最大利得は、−R7／（R19＋Rx）である（負の符
号は、増幅における反転を表わす）。このことは、
理論的に示すことができる。

誘導子９とキヤパシタ１１との接続点の電圧が
Ｖ１と仮定するインバータ１の利得が非常に大き
くなるとき、Ｒ１９及びRxを流れる電流は、Ｒ
１９及びRx間の電圧降下がＶ１に達するまで、
増加することになり、インバータ１の入力を０に
近い電圧に保つことになる。電圧降下を達成す
る、抵抗Ｒ１９と水晶１５とを流れる電流は、
V1／（R19＋Rx）である。この電流は、インバ
ータ１が低電流装置なので、必ず抵抗７を通過す
る。従つて、インバータ１の出力電圧Ｖ２は抵抗
７を流れる電流に基づくものでなければならな
い。一方入力電圧は、０である。従つて、−V2／
R7＝V1／（R19＋Rx）。利得を定めるように変
形すると、V2／V1＝−R7／（R19＋Rx）とな
る。

再び、式(2)について検討する。この式の幾つか
の項は、所定の共振周波数又はその近くで多かれ
少なかれ重要となつていることに注意されたい。
Zxは、理想的には、共振周波数で０である。キ
ヤパシタ１１及び誘導子９の値は、ω²LCが共振
周波数で実質的に１より大きくなるように、選
ぶ。従つて、共振周波数又はその近くで、分母に
ω²LC−１を有する分子の項は、負になる。しか
し、この項の値は、GIよりも実質的に小さくな
るように選んである。分母左側の項にあるZThに
は、同様に、ω²LC−１が存在する。従つてω²LC
が増加すると、分母は減少する。この分母左側の
項におけるω²LC−１の及ぼす影響は、大体、前
記分子の項におけるω²LC−１の及ぼす影響とは
反対である。安定性に及ぼす全閣体的な影響は大
きくない。実際、先に述べたように、全体的な利
得は、次のような比即ちR7／（R19＋Rx）によ
る制限を受ける。

式(2)についての以上の考察から、次のことが明
らかになるであろう。即ち、回路は、回路の値の
不正確さについて非常に大きな許容誤差を有する
ことである。設定範囲を有する特定の回路値につ
いては、他の回路値の範囲を計算することによ
り、次のことがわかる。即ち、インバータ１の利
得が、公称の必要最小値よりも多少大きければ、
発振を確実に行なうのに、何らきびしい許容誤差
も高い精度も必要でないことである。

調波については、水晶１５及び他の水晶は、通
常偶数調波の効果を有していない。１次の奇数調
波では、式(2)における分子の項に、次のような分
母即ち、9ω²LC−１が存在する。これは、利得の
大きな低下を表わす。式(2)におけるZThでも、分
母に9ω²LC−１が存在する。これにより、ZThの
値は基体周波数のときの値よりも小さくなる。調
波におけるZxの値は、０と仮定する。ZThは、
他の抵抗の項と同様、R19に加算する。R19は、
ZThよりもずつと大きいので、ZTh及びZxにつ
いて換算しても、GLoopに及ぼす全体的な影響
は、無視できる。従つて、（ω²LC−１）と
（9ω²LC−１）との違いによりGLoop全体を１よ
りも小さくできる限り、調波を明白に抑制するこ
とができる。回路全体の信頼性を保証するのに、
GIが特に大きな値である必要はないので、例え
回路部品が高精度なものでなくでも、調波におけ
る発振の抑制を保証するように、容易に回路部品
の大きさを選択することが可能である。対応する
項がさらに大きくなると、高次の調波が対応す
る。例えば、５次の調波では、対応する項が
25ω²LC−１になる。これは、そのような周波数
での発振をさらにより明白に抑制する。従つて、
このような回路は、突然スプリアス発振しだすよ
うなことはなく、非常に信頼できるものである。

位相に関し、さらに性能の考察を行なう。イン
バータ１による反転が位相に関して不完全が場合
には、フイードバツク・ループを巡つて正確な
360゜の反転を捜す必要から、水晶１５は、誘導性
又は容量性になる。これは、式(2)における成分
Zxに対応する。この成分は、式(2)の分母に存在
するが、Ｒ１９に比べれば典型的に小さなもので
ある。その上、例えば誘導性の場合におけるZx
によるリアクタんスは、利得GIにリアクテイブ
成分が存在することの直接的な結果である。GI
は、式(2)の主要な成分なので、ループ利得は、必
ずしも減少しないであろう。実際理論的には、
GIの変化が優位を占めるので、通常ループ利得
は、増加することになる。特に、GLoopを１に
設定して、簡単な代数によりGIの必要な大きさ
について、式(2)を解くことができる。即ち、 −GI＞ R7＋R19＋Rx＋Zx＋ZTh／−１／w²LC−１・R7＋R19＋R
x＋Zx＋ZTh 通常、（−１）／（W²LC−１）は、大体−１
となる。GIの前の負符号は、増幅器が反転動作
することを表わす。GIの必要な大きさが減少す
ることにより、Zxが大きくなる場合でも所望の
周波数での発振について十分な利得を保証するこ
とになる。明らかに、正確な回路部品等は、何ら
必要ない。

誘導子９とキヤパシタ１１とのLC回路の電流
は、インバータ１の飽和により制限を受ける。こ
れらの電流は、大きくできるが、しかし、典型的
には、他の回路部品を過熱する程大きくはできな
い。同様に、典型的な回路では、過電流によつて
水晶１５を損傷することはないであろう。なぜな
ら、そのような回路では、抵抗１９対抵抗７の比
が主に重要になつているからである。それらの抵
抗は、水晶１５を流れる過電流を無視できる程十
分に大きく選ぶことができる。この電流も、同様
に、インバータ１の飽和により制限を受ける。即
ち、インバータ１への入力電圧がインバータ１の
出力電圧をインバータ１の利得で割つたものに等
しくなるまで、電流は、増加する。もちろん、そ
の利得は、発振を起こすのにまさに十分な大きで
あり、従つて、通常の有効利得（active gain）
よりも少なくともわずかに小さくなつているもの
である。

［発明の効果］ 本発明により、使用回路部品に高精度を要求す
ることなく、廉価で信頼できしかもスプリアス発
振を生じないような発振回路を実現することがで
きる。また、本発明により、水晶の調波周波数で
の発振を生じることになる増幅の可能な変動を制
限できる。これは、本発明が、反転増幅器の利得
を例えばブリツジ抵抗値をフイードバツク回路の
抵抗値で割つた比に限定するような固定すること
を、利用しているからである。

【図面の簡単な説明】

図は、本発明の１実施例の回路図である。 １…インバータ、９…誘導子、１１…キヤパシ
タ、１５…水晶、１９…抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 利得が実質的に固定された増幅器と、一方の
   端が前記増幅器の出力に接続された誘導子と、一
   方の端が前記誘導子の他方の端に接続され他方の
   端が基準電位源に接続されたキヤパシタと、前記
   誘導子と前記キヤパシタの接続点と前記増幅器の
   入力との間に直列に接続された抵抗及び周波数制
   御の水晶と、を備えた発振器。