JPS6077504A - 発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は周波数を設定する回路に利得規定回路と水晶と
を有する発振回路に関する。このような発振回路は、利
得が最小レベルを越えるものとしては、低コストで信頼
できるものである。

［従来技術］ 米国特許第３１０８２２３号は、増幅器と誘導子−キャ
パシタ（ＬＣ）タンク回路とを備え、フィードバック・
ループに水晶が存在する回路を開示している６しかし、
その増幅器は、利得を固定したものではなく、水晶と増
幅器の入力との間には、何ら回路部品が存在しない。こ
の米国特許が示している回路は、調波振動を制動するタ
ンク回路であり、フィードバック回路中の抵抗値を重要
なレベルにするものではない。

米国特許第４２２３５２４号は、異なる水晶増幅器を示
している。この増幅器は、入力と出力とをつなぐブリッ
ジ抵抗（以下単にブリッジ抵抗とする）を設けて、イン
バータとして用いたものである。ブリッジ抵抗を有する
インバータを用いて増幅動作させることは、当分野では
標準的な設計となっている。

米国特許第３９１１３７８号は、Ｔ　Ｔ　Ｌインバータ
回路を用いた異なる水晶発振器を示している。

［発明が解決しようとする問題点］ ブリッジ抵抗を有する反転増幅器と、増幅すべき信号と
反転増幅器との間に設けた抵抗と、を備えるシステムか
らの利得は、それらの抵抗の比により限定されることは
、公知であった。しかし、このようなことを利用して、
使用回路部品に高精度を要求することなく、廉価で信頼
でき、しかもスプリアス発振を生じないような発振回路
を実現する試みは、先行技術では行なわれていなかった
。

即ち、従来の発振回路は、使用回路部品に高精度が要求
されるので高価になり、そして高価になるにもかかわら
ず信頼性に難があるという問題点を有していた。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の目的は、使用回路部品に高精度を要求すること
なく、廉価で信頼できしかもスプリアス発振を生じない
ような発振回路を提供することである。

本発明による発振回路では、ある固定利得を有する市販
のインバータを、フィードバック・ループ中の抵抗と組
合せて使用することが可能である。

インバータの入出力間には、ブリッジ抵抗を設ける。こ
れにより利得が少なくとも固定値となり、１８０°の移
相を有する増幅器が、定まる。誘導子の一方の端が、増
幅器の出力に直列につながり、キャパシタが、基準電圧
即ちアースと誘導子の他方の端との間につながっている
。これらによって、２番目の１８０°移相を提供するよ
うに同調した直列回路即ちＬＣ回路が定まる。誘導子及
びキャパシタの接続点と増幅器の入力との間のフィード
バック回路に、水晶を設ける。水晶は、本質的に、移相
量における他の回路からの不完全さを補うのに必要なり
アクタンスのみを提供し、これにより、発振の周波数を
正確に制御することができる。

水晶を含むフィードバック回路における少なくとも所定
レベルの抵抗値により、最大実効増幅を次のような値に
設定することができる。即ち、ブリッジ抵抗値をフィー
ドバック回路の抵抗値で割った値にである。これによっ
て、水晶の調波周波数での発振を生じることになる増幅
の可能な変動（ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ　）を制限できる。

使用する回路部品は、高精度である必要はなく、それ故
に、一般的に低コスト即ち廉価である。さらに１例えば
、水晶を含むフィードバック回路にさらにキャパシタを
用いると、不利な条件における回路の信頼性は、さら［
こ増し、これにより、水晶に実質的な誘導子の機能を与
えることになる。

その上、本発明による回路は、次のような利点を有する
。即ち、回路部品が公称値とは異なる値に変化している
ことがあっても、それらが少なくともある一定の公称値
範囲にある限り、スプリアス発振が生じないようにでき
ることである。

［実施例］ 本発明による回路は、好ましくは、標準的なトランジス
タ・トランジスタ論理（ＴＴＬ）技術で実施すると良い
。そのようなＴＴＬ技術は、単一モジュールにおいて３
個のＴＴＬインバータ１゜３及び５を使用するものであ
り、他の回路部品が、通常のハンダ接続による個別部品
となっているものである。

典型的なＴ’　Ｔ　Ｌモジュールは、次のような条件の
ときに少なくとも３の最小利得となるような仕様に変更
した７４ＬＳＯＯである。その条件とは、周波数が１５
　Ｍ　Ｈｚ以下、温度が２５℃以上、リアクティブ負荷
（ｌｏａｄ　ｏｆ　ｒｅａｃｔｉｖｅ）が３５Ω以上及
び動作電圧が４．５ｖ以上である。ＴＴＬモジュールの
表記は、初めの２つの数字７４が、温度範囲を表わし、
ＬＳという文字は、低電力のバイポーラトランジスタ回
路であることを示し、そして００という数字は、単一の
利用可能な入力端子を備えたＮＡＮＤ回路が４つ存在す
ることを示す。各ＮＡＮＤ回路は、入力信号が内部のト
ランジスタにおけるベースへの制御信号であるときには
、最小の入力電流を引くものである。

そのようなインバータは、基本的な回路設計にもよるが
、もっばら正の極性となっている複数信号又はもっばら
負の極性となっている複数信号に応答する。そのような
信号は、Ｏｖをわずかに越えたレベルにあるものと、（
典型的なしきい値は約１ｖであるが、）そのようなレベ
ルを越えたものとである。入力がしきい値より低いとき
は、出力のレベルは高くなる。入力がしきい値を越える
ときは、出力のレベルは低下する。こうして、反転動作
を行なっている。全ての出力は、入力と同じ極性（正又
は負）をなす。ＴＴＬモジュールの実際の回路部品につ
いて及びＴＴＬモジュールの設計及び動作についてのさ
らに詳しいことは、本発明にとって重要ではないので、
省略することにする。

インバータ１の入力と出力との間にブリッジ抵抗７を設
けである。この抵抗値は、例えば、５１０Ωである。イ
ンバータ１の出力は、１．２μＨの誘導子９の一方の端
につながっている。誘導子９の他方の端には、３００Ｐ
Ｆのキャパシタ１１の一方の端がつながっている。この
キャパシタ１■の他方の端は、基準電位源即ちアースに
っ′ながっている。

誘導子９とキャパシタ１１との接続点は、直列に入力と
出力とを接続したインバータ３及び５に任意的なキャパ
シタ２１を介してつながっており、こうして、インバー
タ５の出力から線１３に１２Ｍ　Ｈｚの方形波を提供す
ることができる。誘導子９とキャパシタ１１との接続点
には、キャパシタ１７を介して水晶１５がつながってい
る。

水晶・１５は１周波数制御に適応した標準的なものであ
る。水晶１５がその最適周波数で動作するときは、水晶
１５とキャパシタ１７との直列接続には、何らリアクテ
ィブ成分は存在せず、水晶１５には、多くても７５Ωの
内部抵抗Ｒｘが存在する。水晶は、本質的に、奇数倍の
調波周波数では減衰するがしかし上記と同様の効果を生
じるのに対して、偶数倍の調波周波数ではそのような効
果を生じない。水晶を使用する典型的な回路膜ｎ１では
、多少のキャパシタンスが存在する。それ故に。

特定のキャパシタンスを有する直列回路における場合に
は、水晶をその特定の周波数となるように用いている。

水晶１５の仕様から、直列に２５ｐＦが必要なので、キ
ャパシタ１７を用いている。

また、水晶１５と直列に、５１Ωの抵抗１９を用いてい
る。

回路動作は、自動的且つ固有なものである。通常の始動
電流が、誘導子９とキャパシタ１１とのＬＣ回路におい
て、共振を生じ、キャパシタ１１間の電圧が、水晶１５
及び抵抗１９を含むフィードバック回路を経て、増大す
ることになる。回路は、まもなくして、インバータ１の
飽和によって制限を受けた定常状態の正弦動作になる。

その正弦動作のときには、インバータ１への入力の中心
は、インバータ１のしきい値と飽和値との間のルベルで
安定している。理想的には、インバータ１が１８０℃の
移相を提供し、誘導子９とキャパシタ１１とのＬＣ回路
が、フィードバックを強化するのに必要な２番目の１８
０°移相を与える。

周波数が理想と異なるときは１回路に最適な周波数をも
たらすのに必要な容量性又は誘導性のりアクタンスを、
水晶１５に適用する。キャパシタ１７の機能は、もっば
ら、水晶１５にその特定の特性をもたらすことである。

抵抗１９を通る電流は、抵抗７を経て回路を流れる。図
示していないが、インバータ１．３及び５には、アース
及び動作電圧への接続が存在する。

これらのインバータは、無視しても良い入力電流を受け
入れてしまうので、重要でない電流は、インバータ１に
対してブリッジ抵抗７でバイパスしている。少なくとも
最小の出力リアクタンスを仮定すると、インバータ１の
利得は、実質的に固定したものになる。なぜなら、その
利得は５通常の動作条件下では、インバータ１の出力に
設けた負荷によって実質的に変化するようなことはない
からである。この実施例では、キャパシタ１１と誘導子
９とのＬＣ回路を発振器の周波数１．２　Ｍ　Ｉ−１ｚ
に同調したときには、キャパシタ１１間の電圧は、最大
になるであろう。しかしながら、インバータ１に対して
設ける負荷は、キャパシタ１１間でＪ８０°の移相を達
成するような誘導性でな（プればならない。これは、発
振器の機構において木質的なことである。従って、誘導
子９の実際のサイズは、次のように選択する。即ち、誘
導子９が、その公差乃至他の変動の範囲内で全ての場所
において、その共振周波数では、同様な条件のキャパシ
タ１１よりも大きな共振を示すことになるようにである
。

キャパシタ１１間に現われた正弦波をインバータ３及び
５に印加して、Ｍ、　１３　ニ、Ｔ　Ｔ　Ｌ　ニ使える
有用な方形波出力を与える。インバータ３の入力におけ
るキャパシタ２１は、以下説明するように任意的なもの
である。キャパシタ２１が回路に存在しないと仮定する
と、定常状態の動作では、インバータ３への入力は、イ
ンバータ１の飽和により制限を受ける。インバータ１が
飽和すると、インバータ１の出力側につながっているイ
ンバータ３は、必然的に過飽和になってしまう。抵抗１
９を介するフィードバック回路における減衰の程度によ
るが、インバータ１間の増加する発振サイクルの中心を
過ぎて、非常に速く飽和までインバータ３を駆動するこ
とは可能である。インバータ１．３及び５は、同じであ
りまた実質的に同じ条件にあるので、外部的な要因によ
りインバータ３の速いスイッチングに影響を与えないよ
うに、応答におけるそれらの変化は、互いに追跡関係に
あるべきである。インバータ５は、もう１つの位相反転
を与え、出力波をさらに方形にするように働く。従って
、次のような方形波が発生する。即ち、インバータ１を
サイン７の中心によりも高く駆動するときには、周期の
実質的に全期間中線１３に高いレベルの方形波が生じ１
発振がサイクルの中心よりも低いときには、その期間中
、線１３に低いレベルの方形波が生じるのである。

対称性（ｓｙｍｍｅｔｒｙ）を重要視するような場合に
は、インバータ３への入力に、キャパシタ２１と誘導子
２５を介してつながったインバータ２３とを設ける。キ
ャパシタ２１は、インバータ１の飽和期間中における非
線型性から生じる直流を分離する。

同時に、しきい値レベルにある直流信号を誘導子２５を
介してインバータ２３の入力に印加する。

インバータ２３は、ＴＴＬモジュールにおける第４番目
のインバータであり、その出力をその人力に直接接続し
て、必然的に、しきい値にある入力を有するようになっ
ている。インバータ２３の人力は、誘導子２５を介して
インバータ３０人力につながっている。この誘導子２５
は、インバータ３への交流信号を、インバータ２３の入
力における低インピーダンスから分離するのに十分な大
きさとなっている。やはり、インバータ１、Ｘ３．５及
び２３は、ともにほとんど同じものであり、それ故に、
ともに変化を追跡する関係にある。インバータ３及び２
３は、同じものなのでインバータ２３の入力における直
流のレベルは、絶えず、インバータ３のしきい値にある
。インバータ２３からのノイズは、誘導子２５とインバ
ータ２３の入力との接続点につながったキャパシタ２７
により、アースにバイパスする。

このような回路は、独特な利点を有する。そのような利
点は、後に説明する理論的な分析により明らかとなるが
、次のようなことである。即ち。

利得が非制限値まで上昇すると仮定し、一方、基本周波
数での発振を保証する場合でさえ、全く意図した確率で
スプリアス発振を除外できることである。それ故に、例
え回路部品に正確な応答が必要とさｈず、また回路全体
が廉価となるようなことがあっても、高信頼性が必要な
実際の適用例について、自信を持って本発明を使用する
ことが可能である。

−的なルーブリ　の 所与の周波数についての連続する正弦発振は。

次のようなときに、実現する。即ち、その周波数での回
路ループを巡る利得が、Ｊを越えるときである。回路の
分析は、テブナンの定理を用いて行うことができる。こ
の定理は、回路分析において線型回路網を、その回Ｓ網
の開放電圧に等しい電圧と、電圧Ｏｖのときのその回路
網の測定インピーダンスとで置換できることである。

発振器のループをたどってみる。インバータ１の入力か
ら出力までの利得は、インバータ１の利得特性ＧＩであ
る。信号を反転するとき、利得は、−ＧＩである。

インバータ１の出力と誘導子９及びキャパシタ１１の接
続点との間の回路部分を、テブナンの定理を用いて実効
部品に置換する。等値電圧ＧＴｈは、キャパシタ１１間
の電圧である。回路のこの部分は、キャパシタ１】及び
誘導子９の節１１ｊ、な電圧ブリッジをなす。

従って、直列回路における電圧についてのｍ　ｑｔな回
路分析により、次のようになる。即ち、ωは、角周波数
（ランフ２フ秒） Ｃは、キャパシタ１１のキャパシタンスＬは、誘導子９
のインダクタンス 前略化して、 インバータ１の出力へのインピーダンスが、無視できる
くらいに小さいとき、等価インピーダンスＺＴｈは、誘
導子９及びキャパシタ１１の共通並列回路となる。従っ
て、 ｊωＬ−ｊ／ωＣ 簡略化して、 発振器のフィードバック・ループ全体を巡るインピーダ
ンスからの利得ＧＲは、簡単な抵抗分割器の条件となり
、発振器までの利得は、インバータ１への実効入力イン
ピーダンスに現われるその部分である。従って、 Ｚｘは、水晶１５及びキャパシタ］７のリアクティブ・
インピーダンスである。

Ｒｘは、水晶１５の抵抗性インピーダンスである。

Ｒｉｎは、インバータ１の実効入力インピーダンスであ
る。

Ｒ１９は、抵抗１９の抵抗値である。

これら３つの成分Ｇ１．ＧＴｈ及びＧＲが、利得の全成
分である。ＧＩは、能動部品に関するので、通常、その
値は、■よりも大きくなる。ＧＴｈの値は、１よりも大
きくなり得るし、一方、ＧＲは、受動部品に関するもの
であり、分母にＺＴｈがあるので、その値は、１よりも
小さい。

従って、発振器を巡る全利得ＧＬｏｏｐは、次のように
なる。即ち、 ＧＬｏｏｐ＝−Ｇ　Ｉ−ＧＴ　ｈ−ＧＲ先の式を代入す
ると 結局、Ｒｉｎは１次のようなことを認識すれば、見出し
得る。即ち、インバータ１の入力に現われる実効抵抗値
により、電流が抵抗７を通るようになることをである（
インバータ１が引く電流は、無視できるので）。インバ
ータ１の出力電圧は。

入力電圧ＶｉｎにＧＩを掛けたものになる。出力は反転
するので、抵抗７間の電圧は、Ｖ　ｉ　ｎ　＋　ＧＩ・
ｖｉｎである。即ちＶｉｎ（ＧＩ＋１）である。Ｒ７を
抵抗７の抵抗値とすると、抵抗７を両れる電流Ｉｉｎは
、電圧を抵抗値で割ることにより、定まる。即ち。

実効抵抗値Ｒｉｎは、入力において電圧を電流で割るこ
とにより、定まる。即ち、 Ｖｉｎ　（ＧＩ＋１）　ＧＩ＋１ これを式（１）に代入して、 −Ｉ　Ｒ７ Ｈ’／ ＺＴｈ＋Ｚｘ＋Ｒｘ＋Ｒ１９＋− ＧＩ÷１ 式（２）により、回路全体についての確かな分析が可能
である。ＧＩの値が非常に大きいと仮定すると、ループ
利得では、直接的に増大する部分（式（２）における分
子左側の項）と、ブリッジ・インピーダンスからの減少
する部分（式（２）における分子右側の項）とが存在す
る。ＧＩについてのこれらの変化は、相殺することにな
り、利得全体は、変化しないことになる。

実際、次のことは、増幅器について公知であり、また、
理論的に説明することができる。即ち、インバータ増幅
器にブリッジ抵抗を設け、入力が必ず抵抗を通過するよ
うになっている場合には、インバータ増幅器間の利得は
、入力抵抗の抵抗値でブリッジ抵抗の抵抗値を割ったと
きの比により制限を受ける。この実施例では、これらの
抵抗は。

抵抗７　（Ｒ７）と、抵抗１９　（Ｒ１９）に水晶１５
の抵抗（Ｒｘ）を加えたものとであり、最大利得は、−
Ｒ７／　（Ｒ１９＋Ｒｘ）である（負の符号は、増幅に
おける反転を表わす）、、このことは、理論的に示すこ
とができる。

誘導子９とキャパシタ１１との接続点の電圧がｖｌと仮
定するインバータ１の利得が非常に大きくなるとき、Ｒ
１９及びＲｘを流れる電流は、Ｒ１９及びＲｘ間の電圧
降下がＶｌに達するまで、増加することになり、インバ
ータ１の入力をＯに近い電圧に保つことになる。電圧降
下を達成する。

抵抗Ｒ１９と水晶１５とを流れる電流は、Ｖｌ／（Ｒ１
９＋Ｒｘ）である。この電流は、インバータ１が低電流
装置なので、必ず抵抗７を通過する。

従って、インバータ１の出力電圧Ｖ２は抵抗７を流れる
電流に基づくものでなければならな％Ｎ、　一方入力電
圧は、０である。従って、−Ｖ２／Ｒ７＝Ｖ１／　（Ｒ
１９＋ＲＸ）、利得を定めるように変形すると、Ｖ２／
Ｖ１＝−Ｒ７／　（Ｒ１９＋ＲＸ）となる。

再び、式（２）について検討する。この式の幾つかの項
は、所定の共振周波数又はその近くで多かれ少なかれ重
要となっていることに注意されたい。Ｚｘは、理想的に
は、共振周波数で０である、キャパシタ１１及び誘導子
９の値は、ω”ＬＣが共振周波数で実質的に１より大き
くなるように、選ぶ。従って、共振周波数又はその近く
で、分母にω２ＬＣ−１を有する分子の項は、負になる
。

しかし、この項の値は、ＧＩよりも実質的に小さくなる
ように選んである。分母左側の項にあるＺ１゛ｈに琶、
同様に、ω”ＬＣ−１が存在する。従ってω２ＬＣが増
加すると、分母は減少する。この分母左側の項における
ω２ＬＣ−１の及ぼす影響は、大体、前記分子の項にお
けるω”ＬＣ−１の及ぼす影響とは反対である。安定性
に及ぼす全閣体的な影響は大きくない。実際、先に述べ
たよつに、全体的な利得は、次のような比即ちＲ７／（
Ｒ１９＋Ｒｘ）による制限を受ける。

式（２）についての以上の考察から、次のことが明らか
になるであろう、即ち、回路は、回路の値の不正確さに
ついて非常に大きな許容誤差を有することである。設定
範囲を有する特定の回路値については、他の回路値の範
囲を計算することにより１次のことがわかる。即ち、イ
ンバータ１の利得が、公称の必要最小値よりも多少大き
ければ、発振を確実に行なうのに、何らきびしい許容誤
差も高い精度も必要でないことである。

調波については、水晶１５及び他の水晶は１通常偶数調
波の効果を有していない６１次の奇数調波では、式（２
）における分子の項に、次のような分母即ち、９ω”Ｌ
Ｃ−１が存在する。これは、利得の大きな低下を表わす
。式（２）におけるＺＴｈでも、分母に９ω”ＬＣ−１
が存在する。これにより、ＺＴｈの値は基体周波数のと
きの値よりも小さくなる。調波におけるＺｘの値は、０
と仮定する。ＺＴｈは、他の抵抗の項と同様、Ｒ１９に
加算する。Ｒ１９は、ＺＴｈよりもずっと大きいので、
ＺＴｈ及びＺｘについて換算しても、ＧＬｏｏｐに及ぼ
す全体的な影響は、無視できる。従って、（ω”ＬＣ−
１）と（９ω２Ｌｃ−１）との違いによりＧＬｏｏｐ全
体を１よりも小さくできる限り、調波を明白に抑制する
ことができる。回路全体の信頼性を保証するのに、ＧＩ
が特に大きな値である必要はないので、例え回路部品が
高精度なものでなくでも、調波における発振の抑制を保
証するように、容易に回路部品の大きさを選択すること
が可能である。対応する項がさらに大きくなると、高次
の調波が対応する。例えば、５次の調波では、対応する
項が２５ω”ＬＣ−１になる。これは、そのような周波
数での発振をさらにより明白に抑制する。従って、この
ような回路は、突然スプリアス発振しだすようなことは
なく、非常に信頼できるものである。

位相に関し、さらに性能の考察を行なう。インバータ」
による反転が位相に関して不完全が場合には、フィード
バック・ループを巡って正確な３６０°の反転を捜す必
要から、水晶１５は、誘導性又は容量性になる。こオ目
よ、式（２）における成分Ｚｘに対応する。この成分は
、式（２）の分母に存在するが、Ｒ１９に比べれば典型
的に小さなものである。その上、例えば誘導性の場合に
おけるＺｘによるリアクタんスは、利得ＧＩにリアクテ
ィブ成分が存在することの直接的な結果である。ＧＩは
、式（２）の主要な成分なので、ループ利得は、必ずし
も減少しないであろう。実際理論的には、ＧＩの変化が
優位を占めるので、通常ループ利得は、増加することに
なる。特に、ＧＬｏ。

ｐを１に設定して、ａ単な代数によりＧＩの必要な大き
さについて、式（２）を解くことができる。

即ち、 通常、（−１，）　／　（ｗ”Ｌｃ−１）は、大体−１
となる。ＧＩの前の負符号は、増幅器が反転動作するこ
とを表わす。ＧＩの必要な大きさが減少することにより
、Ｚｘが大きくなる場合でも所望の周波数での発振につ
いて十分な利得を保証することになる。明らかに、正確
な回路部品等は、何ら必要ない。

誘導子９とキャパシタ１１とのＬＣ回路の電流は、イン
バータ１の飽和により制限を受ける。これらの電流は、
大きくできるが、しかし　、典型的には、他の回路部品
を過熱する程大きくはできない。同様に、典型的な回路
では、過電流によって水晶１５を損傷することはないで
あろう。なぜなら、そのような回路では、抵抗１９対抵
抗７の比が主に重要になっているからである。それらの
抵抗は、水晶１５を流れる過電流を無視できる程十分に
大きく選ぶことができる。この電流も、同様に、インバ
ータ１の飽和により制限を受ける。

即ち、インバータ１への入力電圧がインバータ１の出力
電圧をインバータ１の利得で割ったものに等しくなるま
で、電流は、増加する。もちろん、その利得は、発振を
起こすのにまさに十分な太きであり、従って、通常の有
効利得（ａｃｔｉｖｅ　ｇａｉｎ）よりも少なくともわ
ずかに小さくなっているものである。

［発明の効果］ 本発明により、使用回路部品に高精度を要求することな
く、廉価で信頼できしかもスプリアス発振を生じないよ
うな発振回路を実現することができる。また、本発明に
より、水晶の調波周波数での発振を生じることになる増
幅の可能な変動を制限できる。これは、本発明が、反転
増幅器の利得を例えばブリッジ抵抗値をフィードバック
回路の抵抗値で割った比に限定するような固定すること
を、利用しているからである。

【図面の簡単な説明】

図は、本発明の１実施例の回路図である。 １・・・・インバータ、９・・・・誘導子、１１・・・
・キャパシタ、１５・・・・水晶、１９・・・・抵抗。 （外１名）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 利得が実質的に固定された増幅器と、一方の端が前記増
   幅器の出力に接続された誘導子と、一方の端が前記誘導
   子の他勢力の端に接続され他方の端が基準電位源に接続
   されたキャパシタと、前記誘導子と前記キャパシタの接
   続点と前記増幅器の入力との間に直列に接続された抵抗
   及び周波数制御の水晶と、を備えた発振器。