JP3327911B2 - 混信キャンセル回路 - Google Patents

混信キャンセル回路

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JP3327911B2 JP2001181082A JP2001181082A JP3327911B2 JP 3327911 B2 JP3327911 B2 JP 3327911B2 JP 2001181082 A JP2001181082 A JP 2001181082A JP 2001181082 A JP2001181082 A JP 2001181082A JP 3327911 B2 JP3327911 B2 JP 3327911B2
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/38—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator frequency-determining element being connected via bridge circuit to closed ring around which signal is transmitted

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、混信キャンセル回路に
関し、さらに詳しくは、発生源回路から混信に敏感な回
路に結合される干渉混信信号を減少する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１に、正帰還経路に非反転増幅器１２
および水晶１４を有する直列帰還水晶発振器回路１０を
示す。水晶は、直列共振周波数には低いインピーダン
ス、その他の周波数には高いインピーダンスを有し、し
たがって帰還信号は直列共振において最大である。もし
増幅器１２が充分な利得を有する場合には、回路１０
は、水晶共振周波数に近い周波数で発振する。水晶イン
ピーダンスの影響も含めて、発振にたいするループの利
得合計は、丁度１でなければならない。それ以上の利得
があると、発振信号の振幅は大きくなって、その結果、
増幅器は信号をクリップ（ｃｌｉｐ）し始めるすなわち
飽和し始めて、時間によって平均した電流の利得を、発
振器の動作が安定する点である１に降下させる。多くの
発振器回路は、増幅器が所定のレベルで発振信号をクリ
ップできるように設計されている。この設計法では、水
晶の入力端子において信号の振幅を適切に制御すること
はできないが、その理由は、飽和素子のクリップするレ
ベルすなわち飽和特性は、時間、温度、電源のレベルお
よびその他の環境要因によって変化することが多いから
である。水晶の入力端子は、振輻制御を行う適切な場所
ではないが、その理由は、発振信号の物理的振幅は、そ
の入力電圧ではなく、水晶の出力電流によって計測する
のが最善であるからである。水晶の共振周波数は、発振
信号の振幅の関数であり、したがって水晶の入力信号で
はなく、水晶の出力信号の振幅を制御することの方がよ
り重要である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来技術による発振器
回路の設計は、発振信号のクリップによって大きな調波
成分信号（ｈａｒｍｏｎｉｃ−ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｓ
ｉｇｎａｌｓ）を発生してきた。これらの調波は、他の
回路に対して干渉をひき起こす可能性がある。調波信号
は、水晶の分路容量ＣOを通過し、この分路容量が発振
器の増幅器に問題をひき起こし、ＣOの影響の除去を困
難にする可能性がある。非線形動作の他の影響は、発振
器回路による位相のずれを正確に予測できないことであ
る。位相のずれは、飽和した部品が飽和から回復するた
めに要する時間によって決まる。その回復時間は、環境
の諸条件によって大きく変化する。位相のずれの予測の
難しさは、位相のずれの変化が小さいのに比べて、周波
数に著しい変化を与えるＱの低い水晶を使用する場合に
特に重要である。
【０００４】波形発生器として使用される非水晶系制御
の従来技術による正弦波発振器が、「Ｌｉｎｅａｒ Ａ
ｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」と題するＮａｔｉｏｎａｌ
Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｍｐａｎｙの１９７
６年の刊行物第１巻ＡＮ７２−１９で開示されている。
周波数選択素子が、２つのＲＣ活性フィルタ・ステージ
により形成される。正弦波出力電圧の平均値が検出され
る。出力レベルは、正弦波の平均値とＤＣ基準電圧とを
比較し、差動平均回路を使用して正弦波出力信号を発生
することによって調節される。
【０００５】本発明の目的は、或る回路から干渉に敏感
な回路への干渉混信信号に影響を減少することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明のこの目的および
その他の目的にしたがって、発生源回路から混信に敏感
な回路に結合される干渉混信信号を減少する回路が提供
される。この回路は、干渉混信信号と位相が逆の混信キ
ャンセル信号を発生する手段、及び前記干渉混信信号を
キャンセルするために、前記混信キャンセル信号を前記
混信に敏感な回路に加える手段とを、備える。本発明の
１つの側面によれば、混信キャンセル信号を発生する前
記手段が、前記発生源回路からの２つの位相が逆の信号
を加算して、選択された振幅及び位相のキャンセル信号
を与える手段を含む。本発明の別の側面によれば、前記
位相が逆の信号が、前記キャンセル信号を供給する可変
タップを有する抵抗器の両端に、加えられる。本発明の
更に別の側面によれば、前記発生源回路が発振器回路で
ある。本発明の更に別の側面によれば、前記混信に敏感
な回路が発振器回路である。本発明の更に別の側面によ
れば、混信キャンセル信号を加えるための前記回路が、
前記混信に敏感な回路の動作と干渉しない周波数を有す
る混信追跡信号を前記発生源回路に供給するための手段
を含む。本発明の更に別の側面によれば、前記追跡信号
を反転し且つこの反転追跡信号の振幅を調整するための
手段、前記追跡信号を反転追跡信号と加算して、追跡信
号と反転追跡信号の不完全なキャンセルから結果される
残留追跡信号を与えるように、前記追跡信号と前記反転
追跡信号とを前記混信に敏感な回路に結合するための手
段、前記残留追跡信号の振幅を検出し且つ制御信号を発
生するための手段、前記残留追跡信号の振幅を最小にす
るように、前記制御信号を前記反転追跡信号の振幅を調
整するための手段に加え、その結果、混信干渉信号をキ
ャンセルするために前記混信に敏感な回路に加えられる
信号が前記混信干渉信号と振幅が略等しく且つ位相が逆
とされる手段、を含む。本発明の更に別の側面によれ
ば、混信に敏感な回路が発振器回路であり、追跡信号
が、発振器回路の発振周波数と異なる周波数を有する。
本発明の更に別の側面によれば、残留追跡信号を追跡信
号と乗算して、前記制御信号を発生する同期乗算器、及
び前記制御信号を濾波するための低域フィルタを含む。
本発明の更に別の側面によれば、反転追跡信号の振幅を
調整する前記手段が、前記制御信号によって制御される
電圧可変コンデンサを含む。
【０００７】
【実施例】本発明の好適な実施例を詳細に参照して、そ
れらの幾つかの例を添付図面に示す。本発明を好適な実
施例に関連して説明するが、それらは本発明をこれらの
実施例に限定することを意図するものではないことを理
解する必要がある。逆に、本発明は代替案、変形および
等価なものを包含することを意図し、これらは上記の特
許請求の範囲に規定された本発明の精神および範囲に含
まれる。
【０００８】線形水晶発振器 図２は発振器回路２０を示し、この発振器回路２０は非
反転バッファ増幅器２２を有し、この非反転バッファ増
幅器２２の入力端子２６は直列帰還水晶素子２４の端子
と直列に接続される。増幅器２２の出力端子２８は、信
号線３０を介して線形、広帯域、アナログ乗算回路３２
に接続され、この乗算回路３２は、発振器信号の線形利
得制御増幅器として機能する。乗算回路３２からの出力
信号は、信号線３４を介して水晶素子２４のもう一方の
端子に接続される。増幅器２２、信号線３０、線形乗算
器３２、信号線３４および水晶２４によって構成される
ループ経路は、直列帰還発振器回路を形成する，発振信
号はループを通る。エンベロープ検出器３６は、増幅器
２２の出力端子２８において発振信号の振幅を検出す
る。検出された信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
３８を通過し、このＡＧＣ増幅器３８は、検出された信
号に信号利得と低域濾波を行って、線形乗算器３２の第
２入力端子に接続された信号線４０に制御信号を発生
し、発振信号の振幅を一定レベルに保持する。
【０００９】図２の発振器の設計は、全ての構成部品
を、それらの線形動作の範囲内に納めている。これは発
振器の帰還に広帯域アナログ乗算器３２を使用して、ル
ープ利得を制御することによって行われる。乗算器３２
は、活性部品にクリップを行わせないすなわちこれを飽
和させないで、ループ利得の調節を電気的に可能にす
る。乗算器の制御信号は、バッファ増幅器の出力信号の
振幅から得られ、その結果、ループ利得が高すぎる時に
は、発振信号の振幅が上昇し始めて、乗算器３２に対す
る制御信号を下降させ、制御信号はループ利得を減少し
て、信号のクリップすなわち活性部品の飽和を回避す
る。
【００１０】この方法の利点は非常に多い。種々の条件
下での回路の性能を予想するためには、線形分析技術を
使用することができる。ＡＧＣループ利得を設定するこ
とによって、水晶出力電流は、振幅制御装置によって要
求どおりに正確な振幅制御を受ける。好ましくない調波
は発生せず、位相のずれは予測可能で、しかも安定して
いる。線形分析を使用できる場合、非線形回路を使用す
る古い設計には採用できない性能分析技術を使用するこ
ともできる。ボーデ線図、根軌跡および制御システム理
論は、この新しい発振器の設計の動作を容易かつ正確に
モデル化することができるが、その理由は、水晶の出力
信号の振幅を正確に制御することによって、水晶の発振
電流の振幅が一定になることが保証されるからである。
これは大きな特徴であるが、その理由は、発振信号の物
理的振幅の変化によって、水晶のパラメータを変更する
ことができるからである。分析と予測が困難であった従
来技術による非線形水晶発振器の設計とは異なり、この
方法によって、特定の用途の要求を満足するように、性
能上のパラメータを分析し調節することが可能になる。
【００１１】回路の構成部品は全て線形的に動作するの
で、発振信号はループのいずれの節点においても正弦波
であり、好ましくない調波は全く発生しない。これによ
って、自己発生エラーは減少し、水晶分路容量ＣOのキ
ャンセルは単純化され、近くにある他の電子回路への混
信は減少する。位相が安定すると、特にＱの低い水晶を
使用する場合、正確で安定した発振を得ることができ
る。Ｑの低い水晶とは、減衰すると比較的ロスの大きい
水晶のことである。代表的なＱの低い水晶はＱが５０，
０００未満であり、一方、Ｑの高い水晶では、Ｑが１，
０００，０００を超える場合がある。Ｑの低い水晶発振
器回路の１つの特定の用途は、振動角速度検出知システ
ムであり、ここでは船舶の運動の角速度に関する情報
が、航法慣性誘導システムに入力される。発振器回路は
Ｑの低い圧電水晶素子を使用する共振センサを内蔵し、
この発振回路は加速がついた場合に周波数を変更する。
このような航法誘導システムは高い精度を要求され、非
線形である場合の影響によって、このシステムの精度に
深刻な制限が加えられることを認識する必要がある。
【００１２】分路容量のキャンセル 図３は圧電水晶の等価回路を示す。この等価回路の一方
の系列（ｌｅｇ）は、直列インダクタンスＬS、直列抵
抗ＲSおよび直列容量ＣSを有する。分路容量ＣOは、上
記の系列と並列である。水晶の分路容量ＣOは、位相エ
ラーを発生する。水晶インピーダンスは、その共振周波
数におけるＣOを無視すれば、直列抵抗ＲSに等しい。共
振した場合のＣOの容量性リアクタンスは、ＲSと結合し
て複合容量インピーダンスを発生する。もし共振した場
合のＣOのリアクタンスが、ＲSよりもそれほど大きくな
ければ、複合インピーダンスは著しい位相のずれをひき
起し、その位相のずれはまた発振器回路の周波数の変化
をひき起す。
【００１３】図４は、水晶の直列系列に対するアドミタ
ンス特性の振幅を示し、この系列は、ＬS、ＣSおよびＲ
Sを含むが、分路容量ＣOは含まない。アドミタンスは、
所定の周波数に対して水晶を通る電流に比例する。自然
共振角周波数において、アドミタンスと水晶電流とは最
大値にあり、この値は水晶のＱに比例する。
【００１４】図５はアドミタンス特性の位相を示す。共
振周波数以下では、水晶の直列容量が優勢であり、アド
ミタンスは、ほぼ＋９０°の位相角度を有する。共振周
波数以上では、直列インダクタンスが優勢であり、アド
ミタンスはほぼ−９０°の位相角度を有する。直列共振
周波数において容量性および誘導性アドミタンスは相殺
し合って、アドミタンスの位相角度は０°になる。図１
に示すような直列帰還発振器回路において、回路周りの
正味位相のずれは０°でなければならない。水晶の分路
容量ＣOは位相のずれのエラーをひき起し、水晶の自然
共振周波数から水晶の直列系列が分路容量によって生じ
た位相のずれと反対の位相角を生ずる周波数に発振周波
数をシフトさせることによって、回路はこの位相のずれ
のエラーを補償する。
【００１５】位相応答の形状は、水晶のＱの関数であ
る。図５の位相応答曲線のおよそのｐｐｍ当りの勾配
は、次のとおりである。 ９０°Ｑ／１０6（°／ｐｐｍ） 実線の曲線で示すように、Ｑが５０００の場合、勾配は
０．４５°／ｐｐｍである。点線の曲線で示すように、
Ｑが２５００の場合、勾配は０．２２５°／ｐｐｍであ
る。
【００１６】Ｑの低い振動ビーム水晶発振器は、加速／
電気的周波数変換器（ａｃｃｅｌｅｒａｔｉｏｎ−ｔｏ
−ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｅｙ ｔｒａｎ
ｓｄｕｃｅｒ）として使用される。この発振器は、周波
数に１０％の変化を発生する。水晶の共振周波数がこの
周波数の範囲で変化する場合、水晶とその取り付け機構
は、水晶とその取り付け機構の特性による種々の機械的
な共振を受ける。これらの共振は、振動する水晶からエ
ネルギを吸収して、その結果、これらの共振の際に水晶
のＱを変化させる。もし水晶がＱ＝５０００の曲線上の
「ａ」点のようなゼロ度の位相のずれを有し発振周波数
Ｗaで動作していなければ、ＱがＱ＝２５００の曲線に
移行する場合、水晶の動作点を発振周波数Ｗbを有する
「ｂ」点に移行させる。周波数の変化を検出し、加速
度、温度、圧力等の変数を測定するために水晶を使用す
る水晶発振器回路を使用してもよい。さらに、他の種類
の検出器は、振幅の変動をいかに正確に測定するかに左
右される。このような振幅変動の測定に、制御信号を使
用することができる。加速度計、温度検出器、圧力変換
器のようなある種の精密なシステムによって、変数は周
波数の変化として符号化され、これには周波数を０．１
〜１ｐｐｍの範囲で安定化させることが必要である。Ｑ
が５０００の場合、０．００５°の位相のずれによっ
て、０．１ｐｐｍの周波数の変化を生ずる。したがっ
て、種々の共振周波数における水晶のＱの変化から生ず
る位相のずれの変化をすべて回避することが必要であ
る。このことは、下記に説明するように、水晶を０°の
位相のずれの周波数で強制的に動作させることによって
達成される。
【００１７】図２の発振器のＣOキャンセル回路を図６
に示す。この回路は、差動増幅器４０からの反転駆動信
号を使用している。差動増幅器は、非反転出力信号およ
び反転出力信号をそれぞれの出力端子で発生し、それぞ
れの信号が、ソース・インピーダンス、周波数応答、位
相遅延等の同じ特徴を有する増幅器と定義される。差動
増幅器は、反転および非反転出力信号を有するビデオ増
幅器として一般的に入手可能である。差動増幅器は、反
転出力信号と非反転出力信号の振幅がまったく同一であ
り、位相が逆になるように構成される。反転駆動信号
は、出力端子４２に加えられ、キャンセル・コンデンサ
ＣCを通過し、ＣO電流と振幅が同じで、符号が逆の電流
を、バッファ増幅器２２の入力端子２６に供給する。こ
れによってＣO電流の影響は、効果的にキャンセルされ
る。端子２６における反転信号の位相は、２つの電流が
ちょうど相殺されるように正確でなければならない。
【００１８】ＣCの値は、補償を行うように調節するこ
とができるので、反転出力端子４２からの反転信号の振
幅は特に問題ではない。差動出力駆動増幅器４０は、よ
りよい位相のマッチングを得るために使用される。補償
コンデンサＣCの使用効果は、ＣOをキャンセルし、水晶
をそのゼロ度の位相角度で動作させて、Ｑの変動の影響
を回避することである。
【００１９】図７は、基準アース電圧および端子４２に
接続した可変抵抗分圧器４４を示す。電圧分周器のタッ
プ４６は、結合コンデンサ４８の一端に接続され、結合
コンデンサ４８の他端は、バッファ増幅器２２の入力端
子２６に接続される。
【００２０】図８は、図６に模式的に示した直列帰還水
晶発振器の特定の実施例の部分詳細図である。
【００２１】分路容量の自動キャンセル 図９は、水晶２４のＣO成分を自動的に補償するシステ
ムを示す。図６の分路容量キャンセル回路によって、発
振器の安定度を改善することができるが、キャンセル・
コンデンサを手動で調節しなければならない。回路は図
９に示すように変更されて、キャンセル・コンデンサを
介して信号を電気的にトリミングする手段を設ける。図
９に示す回路は、追跡信号が必要であり、この追跡信号
を加算器５０に供拾し、この加算器５０は、差動駆動増
幅器４０の直前の信号経路に配置される。追跡信号の周
波数は発振器の周波数より高くてもまたは低くてもよい
が、水晶のいずれの上音共振周波数に近づいてはならな
い。追跡信号は水晶のＣOを通過し、調節が正確であれ
ば、ＣCを介する信号によってキャンセルされる。完全
なキャンセルから外れた場合には、バッファ増幅器２２
の出力端子にいくらかの残留追跡信号を生ずる。追跡信
号を使用して、復調器回路５２でこの信号を同期して復
調する。次に、その結果得られた信号は、積算器回路５
４によって低域濾波されて制御信号を発生し、この制御
信号は線形乗算器回路５６を使用して、ＣCを介する信
号のレベルの再調整に使用される。
【００２２】図１０は、ＣO補償信号をバッファ増幅器
２２の入力モード２６に変更する別の方法を示す。低域
フィルタ５４からの制御信号は、直列阻止コンデンサ６
０の分岐点に供給され、この阻止コンデンサ６０は、差
動増幅器４０の反転出力端子４２およびバラクタ６２に
接続される。バラクタ６２の容量値は、追跡信号を無効
にするように自動的に調節される。
【００２３】２台の発振器の混信のキャンセル いくつかの用途では、非常に接近した周波数で動作する
２台の水晶発振器を使用する必要がある。片方の発振器
の信号が寄生容量を経由して、他方に入り込んだ場合に
混信を生ずることがある。これによって片方の発振器が
他方の周波数を「引き延ばす」（ｐｕｌｌ）、すなわ
ち、第２の発振器を共振以外の周波数で動作させること
がある。もしこれらの周波数が充分に接近し、また寄生
混信が充分に高ければ、発振器は「ロックし」（ｌｏｃ
ｋ）、両者は２つの共振周波数の間のどこかの同じ周波
数で動作する。
【００２４】図１１は、片方の発振器から他方の発振器
へ信号を供給する混信キャンセル回路を示す。供給され
た信号は、寄生混信信号の反転したものである。この信
号が寄生信号を大幅にキャンセルし、第１発振器が「引
き延ばしたり」、間違って「ロックする」傾向を大きく
減らす。一方の発振器の構成部品は図６に示した部品と
同じであり、第２発振器の構成部品は同じ部品であるこ
とを示すために、参照番号の末尾にＡを付ける。
【００２５】第２発振器からの信号を供給する寄生容量
ＣSはコンデンサ６４として表示され、差動駆動増幅器
４０Ａの非反転端子と端子２６との間に接続され、この
端子２６は、バッファ増幅器２２を形成するオペアンプ
の実質的なアースである。この寄生信号の影響は、差動
増幅器４０Ａの反転および非反転出力端子の間に接続さ
れた抵抗６７上のタップ点６６から信号を供給すること
によってキャンセルされる。第２発振器回路から第１発
振器回路のバッファ増幅器２２の入力端子に、コンデン
サ６８を介して位相が逆の信号をフィードバックするよ
うにタップ点６６を調節する。
【００２６】同様に、コンデンサ７０として表示された
ありうべきコンデンサＣSを介して第１発振器回路から
第２発振器回路に供給された干渉信号をキャンセルす
る。第１発振器からの位相が逆の信号は、コンデンサ７
３を介して可変抵抗７２のタップ７１から供給され、こ
の可変抵抗７２は、差動増幅器４０の反転および非反転
端子の間に接続される。
【００２７】混信の自動キャンセル 図１２は、一方の発振器に他方の発振器から補正信号を
自動的に供給する自動混信キャンセル回路を示す。供給
された補正信号は、寄生混信信号の反転したものであ
る。発振器１および発振器２の主要な構成部品は、図１
１に示した部品と同一である。
【００２８】コンデンサ６４として表示した寄生容量Ｃ
Sは、第１発振器１のバッファ増幅器２２を形成するオ
ペアンプの実質的なアース端子２６に、第２発振器２か
らの信号を供給する，発振器２から発振器１への寄生信
号の影響をキャンセルするために、端子１１０に供給さ
れた追跡２信号を使用して、自動キャンセル用の別の回
路が設けられる。図に示すように、加算器回路１１２を
使用して、追跡信号を直列帰還信号線３４Ａに供給す
る。追跡信号は発振器２回路から発振器１回路に寄生的
に供給され、その結果、発振器１回路で発見される追跡
２信号の量は、寄生的に接続されている発振器信号それ
自体の量を表わす。発振器１回路に存在する追跡２信号
の量を検出するために乗算検出器１１４が設けられ、こ
の乗算検出器１１４の一方の入力端子は追跡２信号の入
力端子１１０からの信号線１１６に接続される。図に示
すように、乗算検出器１１４の他方の入力端子は、発振
器１の信号線３０からの信号線１１７に接続される。乗
算検出器１１４の出力信号は、増幅器回路１１８および
低域フィルタ１２０を介して供給され、信号線１２２に
制御信号を発生する。干渉信号と逆の位相を有する発振
器２からの補正信号は信号線１２４を介して発振器２の
端子４２Ａから線形乗算器１２６の入力端子に供給さ
れ、この線形乗算器１２６は信号線１２２の制御信号を
受けるもう１つの入力端子を有する。乗算器１２６の補
正出力信号は、結合コンデンサ６８を通過して発振器１
の実質的なアース端子２６に入る。もし発振器１で検出
された追跡２信号の量が変化すれば、信号線１２２の制
御信号も変化し、乗算器１２６を介して適切な量のキャ
ンセル信号を発生する。したがって、この回路は、発振
器１の回路に寄生的に接続された発振器２からの干渉を
自動的にキャンセルする機能を果たす。
【００２９】同じ方法で、発振器１からの干渉信号は発
振器２でキャンセルされる。追跡１信号は入力端子１３
０に供給される。図に示すように、端子１３０は加算器
１３２の一方の入力端子に接続され、この加算器１３２
は発振器１のフィードバック信号線３４と直列に挿入さ
れる。端子１３０からの追跡１信号もまた信号線１３６
を介して、乗算検出器１３４の一方の入力端子に供給さ
れる。図に示すように、検出器１３４の他方の入力端子
は、発振器２から信号線１３７で信号を受ける。乗算器
１３４の出力信１号は、増幅器１３８によって増幅さ
れ、また低域フィルタ１４０で濾波されて、乗算器回路
１４６の信号線１４２に制御信号を発生する。乗算器回
路１４６は、信号線１４４で発振器１からの位相が逆の
キャンセル信号を受ける。図に示すように、乗算器１４
６の出力信号は、コンデンサ７３を介して発振器２の実
質的なアース入力端子２６Ａに供給される。本回路によ
って、発振器１から発振器２に寄生的に接続される信号
が自動的にキャンセルされる。
【００３０】図１３は、干渉源から干渉されている発振
器に供給されるキャンセル信号の量を自動的に制御する
ために使用する利得制御素子として、バラクタ１６８お
よび１７３を使用する自動混信キャンセル回路を示す。
この回路は、キャンセル信号用の利得制御素子としてバ
ラクタを使用する点を除いて、図１２の回路と同様であ
る。発振器２から発振器１への補正信号の量を制御する
信号線１２２の制御信号は、端子１６０に供給される。
結合コンデンサ１６２は、発振器２の駆動増幅器４０Ａ
の反転出力端子４２Ａから端子１６０に補正信号を供給
する。図に示すように、バラクタ１６８は、端子１６０
と発振器１のバッファ増幅器２２の実質的なアース入力
端子２６との間に接続される。信号線１２２の制御信号
のレベルの変化によって、バラクタ１６８の容量が変化
し、これによって発振器２から発振器１に供給される補
正信号のレベルが変化する。同じようにして、結合コン
デンサ１７０によって、発振器１から端子１７２に対し
て自動的に調節した補正信号が供給される。端子１７２
は、信号線１４２に供給する制御信号を有する。バラク
タ１７３は、端子１７２とバファ増幅器２２Ａの実質的
なアース入力端子２６Ａとの間に接続され、干渉信号を
自動的にキャンセルする。
【００３１】図１４は、水晶２４および２４Ａの分路容
量のキャンセルを自動的に制御し、発振器１と発振器２
との間の混信キャンセルを自動的に制御する回路を示
す。この回路は図１３と図９の機能を組合わせたもので
あり、図９の機能は参照番号の末尾にＡを付した部品に
よって図１４に再現されている。その結果、１つの追跡
信号をどちらかの発振器と組み合わせて使用し、分路容
量のキャンセルと、一方の発振器の他方の発振器への寄
生的接続の追跡との両方を行なう。
【００３２】本発明の特定の実施例を上記のように説明
してきたが、これは例示および説明を目的とするもので
ある，これらは、完全なものであることを意図するもの
ではなく、また本発明を開示した形態に厳密に限定する
ことを意図するものでもなく、明らかに多くの変形や変
更が、上記の教示に照らして可能である。本発明の原理
とその実際の用途を最もよく説明でき、これによって、
他の当業者が本発明および種々の実施例を、考えられる
特定の用途に適した種々の変形と共に、充分に活用する
ことができるように、実施例を選択して説明した。本発
明の範囲は、添付の特許請求およびその等価物によって
規定されることを意図するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術による基本的な直列帰還水晶発振器回
路を示す回路図である。
【図２】帰還信号に対して振幅制御回路を使用する直列
帰還水晶発振器回路を示す回路図である。
【図３】分路容量ＣOを有する水晶共振器の等価回路を
示す図である。
【図４】水晶の分路容量の影響を排除する水晶共振器の
アドミタンス対角周波数を示すグラフである。
【図５】分路容量の影響を排除する水晶共振器の位相対
角周波数を示すグラフである。
【図６】水晶共振素子の分路容量の影響をキャンセルす
るための補償コンデンサを有する発振器回路のブロック
図である。
【図７】補償コンデンサと結合した電圧分割器回路を使
用する発振回路のブロック図である。
【図８】図６に示した発振器回路の詳細な回路図であ
る。
【図９】水晶共振素子の分路容量の影響を自動的にキャ
ンセルする回路を有する発振器回路のブロック図であ
る。
【図１０】水晶共振素子の分路容量の影響を自動的にキ
ャンセルするバラクタ回路を有する発振器回路のブロッ
ク図である。
【図１１】２つの水晶発振器回路間の混信を補償する回
路構成を示す回路図である。
【図１２】自動混信キャンセル回路の回路図である。
【図１３】利得制御素子としてバラクタを使用する自動
混信キャンセル回路の回路図である。
【図１４】水晶の分路容量の補償を自動制御し、混信キ
ャンセルを制御する回路の回路図である。
【符号の説明】
２０ 発振器回路 ２２ バッファ増幅器 ２４ 水晶 ２８ 出力端子 ３４ 乗算回路 ４０ 信号線 ＣO 水晶分路容量
フロントページの続き (72)発明者 プラディープ バールドワイ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94521 コンコード 71 クレイトン ロード 4260 (56)参考文献 特開 平１−254012（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−165104（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−146601（ＪＰ，Ａ) 特公 昭63−43922（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03B 5/32

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 干渉混信信号発生源回路から発振器回路
    に結合される干渉混信信号を減少する回路であって、こ
    の回路が、 前記干渉混信信号と位相が逆の混信キャンセル信号を発
    生する手段、 前記干渉混信信号をキャンセルするために、前記混信キ
    ャンセル信号を前記発振器回路に加える手段前記混信追
    跡信号を前記発生源回路に供給するための手段、 前記混信追跡信号を反転し且つこの反転追跡信号の振幅
    を調整するための手段、 前記混信追跡信号を反転追跡信号と加算して、前記混信
    追跡信号と前記反転追跡信号との間の不完全なキャンセ
    ルから結果される残留追跡信号を与えるように、前記混
    信追跡信号と前記反転追跡信号とを前記発振器回路に結
    合するための手段、 前記残留追跡信号の振幅を検出し且つ制御信号を発生す
    るための手段、 前記残留追跡信号の振幅を最小にするように、前記制御
    信号を前記反転追跡信号の振幅を調整するための前記手
    段に加え、それによって、前記混信キャンセル信号を、
    前記干渉混信信号と振幅が略等しく且つ位相が逆とする
    手段、を含む前記干渉混信信号を減少する前記回路。
  2. 【請求項２】 前記発生源回路が発振器回路である請求
    項１記載の回路。
  3. 【請求項３】 前記混信追跡信号が、前記発振器回路の
    動作と干渉しない周波数を有する請求項１記載の回路。
  4. 【請求項４】 前記混信追跡信号が、前記発振器回路の
    発振周波数と異なる周波数を有する請求項３記載の回
    路。
  5. 【請求項５】 前記残留追跡信号を前記混信追跡信号と
    乗算して、前記制御信号を発生する同期復調器、及び前
    記制御信号を濾波するための低域フィルタを含む請求項
    １記載の回路。
  6. 【請求項６】 前記反転追跡信号の振幅を調整する前記
    手段が、前記制御手段によって制御される電圧可変コン
    デンサを含む請求項１記載の回路。
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