JPS61214615A - 集積回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、同一チップ内に抵抗の抵抗値とコンデンサの
静電容量との積で特性が決まるｌないし複数の電子回路
が集積化されてなる集積回路に関する。

〔発明の背景〕

近年、電子機器などの小型、軽量化、コストの低減化を
促進するために、その１つの方法として６電子回路の集
積化（ＩＣ化）が進められている。しかも１機能的に異
なる複数の電子回路を同一の集積基板（ＩＣチップ）内
にＩＣ化することにより、増々回路規模を小さくする傾
向にある。

ところで、従来電子回路としては、フィルタ。

発振器、パルス遅延回路などのように、インダクタンス
、コンデンサおよび抵抗で構成されるものが多い。イン
ダクタンスはＩＣ化が困難であり、また、ＩＣ化された
コンデンサや抵抗には比較的大きな値（抵抗値や静電容
量など）のバラツキや、温度などの環境の変化による影
響などが生ずることから、これらフィルタ、発振器、パ
ルス遅延回路などの電子回路をＩＣ化するに際しては。

外付は部品が多くなり、また。

電子回路毎の調整が必要となり、このことが電子回路の
ＩＣ化が進む中で、電子回路の小型。

軽量化やコストの低減を阻む大きな要因となっている。

たとえば８機動性を重視するボータプルＶＴＲにおいて
は、電子回路のＩＣ化による小型、軽量化が１つの重要
な問題であり、また、据置きＶＴＲにおいては、ＩＣチ
ップ内の素子数の削減と調整箇所の低減がコストの低減
に大きく影響するものであるが５上述のことからやはり
これらに大きな制約が加わっている。

外付は部品を低減する一例として、フィルタをＩＣ化す
るに際しては、ＩＣ化が困難なインダクタンスを用いず
、コンデンサと抵抗とで構成可能なアクティブフィルタ
を使用することが考えられる。たとえば、トラップフィ
ルタとして、　＠８１１ｔに示すＴｗｉｎ　−Ｔ回路が
よく知られており、同図ておける抵抗およびコンデンサ
の夫々の値を、 Ｒ１＝　Ｒ２＝　２Ｒ３＝　Ｒａ Ｃ１＝　Ｃ２＝　Ｃ３／２　＝　Ｃａ Ｋ選ぶと、トラップ周波数１７は次のように表される。

ｆ、＝−ニー ２πＣａＲａ 但し、第１図において、　　ｖｉは入力信号、ｖｏは出
力信号である。

しかし、かかる構成のトラップフィルタをＩＣ化すると
、特性バラツキの問題が生ずる。これは、ＩＣチップ内
の抵抗やコンデンサの値がＩＣチップである半導体内の
不純物濃度の誤差やマクスずれなどによってばらつくこ
とによるものであり、−例として 抵抗Ｒの絶対値　　　　±１０％ コンデンサＣの絶対値　±１０〜１５％など大きな変動
を生ずる。したがって。第８図に示したトラップフィル
タのトラップ周波数ｆ７゜も第９図に示すように、αか
らｂの範囲で変動し、最悪の場合、ｆｒは±２０〜２５
％も変動することになってこのままでは実用化が極めて
困難となる。

この対策として、特公昭５７−５８０８３号公報に開示
されるように、ＩＣチップ上でレーザトリミングなどに
よって抵抗値を変化させ、そのバラツキを吸収する調整
方法が知られており、また、実施されているが精度２歩
留まりなどの点でまだ多く問題を残している。

また、特公昭５２−３６８１３号公報や米国特許明細書
第３７６１７４１号には、トランジスタのエミッタ抵抗
が直流電流によって変化することを利用した可変減衰回
路が開示されており、同様にして、ＩＣチップ内の素子
の値のバラツキによって生ずるフィルタの特性変動を調
整できることが知られている。しかし、かかる技術が全
てのフィルタに適用できるわけではなく、たとえば。

第８図に示したような抵抗Ｒ１＊　Ｒ２＊　Ｒ３からな
るトラップフィルタには適用困難である。そこで。

このようなフィルタに対しては、さらに、外部からの調
整により、ＩＣチップ内の素子の値のバラツキを吸収し
なければならず、コスト高を招くこと釦なって問題があ
った。

発振器に対しては、比較的ＩＣ化が進んでいるがやはり
　ｐ整が必要であって信頼性やコストの面で問題がある
。

これを、第１０図に示すリングオシレータヲ例にして説
明する。同図において、トランジスタ１と２．トランジ
スタ３と４．トランジスタ５と６は夫々インバータであ
る。また、トランジスタ１，３．５は夫々トランジスタ
とカレントミラーを構成しており、したがってトランジ
スタ１，３．５のコレクタを流は夫々トランジスタフの
コレクタ電流に等しい。さらに、トランジスタ８，９．
１０のベース・エミッタ間電圧は互いに等しく、これを
ＶＢＥとするとトランジスタ８０ベース電位は２ＶＢＥ
であるから、トラン、ジスタ８のエミッタ電位はＶＢＥ
である。このエミッタ電位ＶＢＥがＩＣの外付は抵抗１
１にかかり、この外付は抵抗１１の抵抗値をＲとすると
。

となる。

コンデンサ１２，１３．１４は、夫々、トランジスタ１
．３．５のコレクタ電流Ｉによって充電され、また、ト
ランジスタ６．２．４がオンすることによって放電され
る。これらコンデンサ１２゜１３　、１４の充放電によ
るトランジスタ２，４．６のオン、オフにより、パルス
が点α２点す２点Ｃと伝達されるが、これらの点へのパ
ルスの伝達はコンデンサ１２　、１３　、１４によって
一定時間ずつ遅れが生ずる。インバータは奇数段である
から１点αから点す９点Ｃ２点αへと一巡したときには
、インバータでの遅れ時間のために正帰還となり、この
ために発振が生じて出力端子１５に一連のパルスが得ら
れる。

この発振器の動作を第１０図の点α１点す９点Ｃの信号
波形を示す第１１図を用いて、さらに詳しく説明する。

いま、トランジスタ１のコレクタ電流工によってコンデ
ンサ１２が充電されつつあり、このとき。

トランジスタ２がオフし℃いると、コンデンサ１３は充
分充電されていてトランジスタ４はオンしており、した
がってコンデンサ１４は放電された状態にあってトラン
ジスタ６はオフしている。

そこで、コンデンサ１２が充分充電されるとトランジス
タ２がオンし、コンデンサ１３はトランジスタ２を介し
て放電する。これ釦よってトランジスタ４はオフし、コ
ンデンサ１４がトランジスタ５のコレクタ電流工によっ
て充電が開始される。

そして、コンデンサ１４が充分充電されてトランジスタ
６がオンすると。コンデンサ１２がトランジスタ６を介
して放電し、また、トランジスタ２がオフしてコンデン
サ１３がトランジスタ３のコレクタ電流■によって充電
な開始する。

このようにして、トランジスタ２，６，４゜２の順で繰
り返しオン状態が移り６点αの周期的なレベル変化が出
力端子１５に一連のパルスとして得られる。

ところで、トランジスタ２，４．６のペース・エミッタ
間電位もＶＢＥであり、コンデンサ１２　、１３　。

１４の静電容量を互いに等しく設定すると、コンデンサ
１２　、１３　、１４が充電を開始してからトランジス
タ２，４．６がオンするまでに要する時間は互いに等し
く、トランジスタ２，４．６のペース電位（すなわち１
点α２点す２点Ｃの電位）が零からＶｎｇになるまでの
コンデンサ１２　、１３　、１４の充電時間である。そ
こで、コンデンサ１２．１３゜１４の静電容量なＣとす
ると、これら充電時間ｔ□となり、この発振器の発振周
期ＴＯは。

’ｒ０＝　３ｔＱ　　　　　　　　　　　　　・・・・
・・・・・・・・・・・（３）となるつしたがって、上
記（１）弐〜（３）式から発振周波数ｆ。は次のよう九
表される。

ところで、先に述べたようにＩＣチップ内のコンデンサ
の絶対値は±１０〜１５％もばらつく。

このために１発振周波数ｆ。も大きくばらつくことにな
るが、外付は抵抗１１の抵抗値Ｒを調整することによっ
てこのバラツキを吸収している。

以上説明したように、フィルタや発振器などはＩＣ化が
可能となったとしても、ＩＣチップ内の抵抗やコンデン
サの値のバラツキを吸収するための調整が必要となる。

そのために、従来の集積回路は調整手段が不可欠なもの
となり。

調整に手間がかかるし、また、調整精度２歩留まりなど
多くの点で問題が残っている。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除ぎ。

ＩＣ化された抵抗の抵抗値とコンデンサの静電容量との
積で特性が決まる電子回路の抵抗やコンデンサの値のバ
ラツキを自動的に吸収し、調整を必要とせずに該電子回
路の所望特性を確保することができるようにした集積回
路を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために本発明は、上記電子回路がＩ
Ｃ化されているＩＣチップ内に、抵抗の抵抗値とコンデ
ンサの静電容量との積で発振周波数が決まり核コンデン
サを可変容量コンデンサで構成した電圧制御発振器の出
力信号を基準信号で位相検波し、検波出力で該コンデン
サを制御することにより、該電圧制御発振器の発振周波
数が該基準信号の周波数に一致するようＫした位相ロッ
クループ回路をＩＣ化して設けるとともに、前記電子回
路と該電圧制御発振器との間で特性を決める抵抗の比精
度およびコンデンサの比精度を高く設定し。かつ前記電
子回路の特性を決めるコンデンサを可変容量コンデンサ
とし、前記位相ロックループ回路で得られた位相検波出
力で前記電子回路の該可変コンデンサを制御して前記電
子回路の特性のバラツキを吸収するよう（（シた点に特
徴がある。

〔発明の実施例〕

以下１本発明の実施例を図面によって説明する。

第１図は本発明による集積回路の一実施例を示すブロッ
ク図であって、１６は基準発振器、１７は位相ロックル
ープ回路、１８は電圧制御発振器。

１９は位相検波器、　２０は低域フィルタ、　２１は発
振器、２２は低域フィルタ、２３は高域フィルタである
。

この実施例は、同−ＩＣチップ内に複数の電子回路がＩ
Ｃ化されるものとし、そのうちで抵抗の抵抗値とコンデ
ンサの静電容量との積によって特性が決まる電子回路が
対象となるｏ　ｔｌｃ　１図においては、この対象とな
る電子回路として。

発振器２１．低域フィルタ２２．高域フィルタ２３ヲ示
している。

これら電子回路がＩＣ化されているＩＣチップ（特に１
図面上では表示していない）内に。

さらに１位相ロックループ回路１７をＩＣ化している。

この位相ロックループ回路１７は、電圧制御発振器１８
と位相検波器１９と低域フィルタ２０とからなる。

ここで、電圧制御発振器１８および発振器２１の発振周
波数、低域フィルタ２２および高域フィルタ２３のカッ
トオフ周波数が夫々抵抗の抵抗値とコンデンサの静電容
量との積の関数で決まるように、これら電圧制御発振器
１８９発振器２１．低域フィルタ２２および高域フィル
タ２３が構成されている。すなわち。

電圧制御発振器１８の発振周波数を１ 発振器２１の発振周波数をＦ 低域フィルタ２２のカットオフ周波数をｈ高域フィルタ
２３のカットオフ周波数を外とすると、ある基準の抵抗
、コンデンサを規定して抵抗値をＲ９静電容量をＣとし
たとき。

と表すことができ、　Ｋ１−に４が定数となるようにす
るのである。

さらに、電圧制御発振器１８１発振器２１．低域フィル
タ２２および高域フィルタ２３の夫々に対する先のコン
デンサとして、電圧で静電容量が変化する可変容量コン
デンサを用いる。

ここで、可変容量コンデンサについて説明する。

可変容量コンデンサとして、ＩＣ化されたトランジスタ
のペース・エミッタ間接合容量を用いることができる。

この接合容量９゛は次式で表される。

したがって５ １０９ｃ、“＝に一αぎＯｇ（φ＋Ｖ、′）　　　　　
・・・・・・（６）但し。

ｃ、（０）：ハイアス電圧が０（Ｖ）のときのベースエ
ミッタ間接合容量 η゛二ベース・エミッタ間電圧（ダイオード逆バ・ｆア
ス電圧） φ：ビルトイン電圧 α：電圧依存係数 に＝ｌＯｙＣｃ、（０）・φ“〕 式（６）から明らかなように、接合容量９はペース・エ
ミッタ間電圧η°によって変化し、その−例を第２図に
示す。電源電圧を５（ｖ）とした場合、■はＯ〜３（ｖ
）の範囲で変化させることができにのとき、９゛はｔｙ
ｐ±２０〜２５％以上変化させることができる。

次に、この実施例の動作だついて説明する。

基準発振器１６が出力する一定周波数ｆ。の基準信号と
電圧制御発振器１８が出力する周波数ｆの信号とは位相
検波器１９に供給されて位相検波され１両者の位相差を
表す検波出力電圧は、低域フィルタ２２で平滑されて不
要成分が除かれ、制御電圧として電圧制御発振器１８に
供給される。

電圧制御発振器１８では、この制御電圧によりて可変容
量コンデンサが制御され、その発振周波数ｆが基準信号
の周波数ｆ。に等しくなるように。

この可変容量コンデンサの静電容量が設定される。すな
わち１発振周波数ｆを決定する抵抗の抵抗値および可変
容量コンデンサの静電容量にバラツキがあり、これらの
バラツキによって発振周波数ｆが基準信号の周波数ｆ。

に一致しないようになっていたとしても、制御電圧で可
変容量コンデンサの静電容量を変化させることにより、
これら周波ａｆとｆ。とを互いに一致させることができ
、これによって上記抵抗値や静電容量のバラツキを可変
容量コンデンサで吸収することができる・。

低域フィルタ２０が出力する制御電圧は、また。

発振器２１．低域フィルタ２２および高域フィルタ２３
に供給され、これらの発振周波数Ｆやカットオフ周波数
ｆＬ、　脂を決める上記可変容量コンデンサを制御する
。

一方、同−ＩＣチップ内でＩＣ化された素子は比精度よ
く構成でき、それらのバラツキは同じ程度である。この
ことから、電圧制御発振器１８、発振器２１．ｉ域フ・
ｆルタ２２および高域フィルタ２３の上記夫々の特性を
決める抵抗の抵抗値と可変容量コンデンサの静電容量と
の積のバラツキも同程度である。先に説明したよう虻、
低域フィルタ２０が出力する制御α圧は、電圧制御発振
器１８における上記抵抗値と静電容量との積のバラツキ
を可変容１コンデンサで吸収させるものであるから、こ
の制御電圧でもって発振器２１、低域フィルタ２２およ
び高域フィルタ２３の可変容量コンデンサを制御するこ
とにより、夫々の電子回路について１発振周波数Ｆやカ
ットオフ周波数ｆＬ、ｆＨを決定する抵抗の抵抗値と可
変容量コンデンサの静電容１との積のバラツキを可変容
量コンデンサで吸収できる。

第３図は第１図の電圧制御発振器１８２発振器２１の一
具体例を示す回路図であって、２４は入力端子、２５は
出力端子、２６〜３４は抵抗、３５〜４４はトランジス
タ、４５はダイオード、４６　、４７は可変容量コンデ
ンサ、　４８　、４９は定電圧源、５０は電源端子であ
る。

この具体例は、非安定マルチバイブレータからなるもの
であって、入力端子２４には低域フィルタ２０（第１図
）から制御電圧が供給され、これＫよって発振周波数が
変えられるものである。

入力端子２４は抵抗２６を介して可変容量コンデンサ４
６　、４７のアノードに接続され、可変容量コンデンサ
４６のカソードがトランジスタ３９のエミッタに、可変
容量コンデンサ４７０カソードがトランジスタ４０のエ
ミッタに夫々接続されている。

トランジスタ３５と３６．トランジスタ３９と４０．ト
ランジスタ４１と４２は夫々差動対を構成しており。

トランジスタ４１　、４２のエミッタに共通に接続され
たトランジスタ４３と抵抗３３とは電流工の定電流源を
構成している。電源端子５ｏには電源電圧ＶＣＣが印加
され、また、トランジスタ３６　、３７のべ−スには、
定電圧源４８により、電圧ｖＡが印加されている。トラ
ンジスタ３７０ベースはトランジスタ３５のエミッタに
、トランジスタ３８０ベースはトランジスタ３６のエミ
ッタに接続され、また。

トランジスタ３９のベースはトランジスタ３８のエミッ
タに１　トランジスタ４００ペースはトランジスタ３７
のエミッタに夫々接続されている。トランジスタ３７の
エミッタには、抵抗２９　、３１が直列に接続され、ト
ランジスタ３８のエミッタにも抵抗３０　、３２が直列
に接続されており、抵抗２９　、３１の接続点くトラン
ジスタ４１０ベースが、抵抗３０゜３２０接続点にトラ
ンジスタ４２０ペースが夫々接続されている。トランジ
スタ３５　、３６の夫々のエミッタは、さらに抵抗２７
　、２８を介してクランプ用のダイオード４５０カソー
ドに接続されており。

このダイオード４５のアノードおよびトランジスタ３５
〜３８のコレクタは電源端子５０に接続されている。さ
らに、出力端子２５はトランジスタ３７のエミッタに接
続されている。

ここで、可変容量コンデンサ４６　、４７のカンード側
の電位は夫々トランジスタ３９　、４０のエミッタ電位
で決まり、それらのアノード側の電位は抵抗２６を介し
て入力端子２４の電位で決まる。抵抗２６の抵抗値は充
分大きく選び、可変容量コンデンサ４６　、４７のアノ
ード側からみたインピーダンスを充分大きくする。可変
容量コンデンサ４６゜４７の静電容量は互いに等しく選
び、これらを夫々２Ｃ１とする。したがって、可変容量
コンデンサ４６　、４７の全静電容量はＣ１となる。

次に、８４図を用いてこの具体例の動作を説明する。な
お、同図囚、　（Ｂ）　、　（Ｃ）　、　（′Ｄは順に
トランジスタ３９のエミッタ電位、トランジスタ４０の
エミッタ電位、トランジスタ３７のエミッタ電位。

トランジスタ３８のエミッタ電位を示すものである。ま
た、トランジスタ３５〜４４０ペース・エミッタ間電圧
およびダイオード４５０頭方向電圧をＶＢＥとする。さ
らに、ＶＣＣ＞ＶＡである。

いま、トランジスタ３９がオンし、トランジスタ４０が
オンしているものとすると（この状態の開始時点を第４
図でｔｌとして示す）、ダイオード４５．抵抗２７．ト
ランジスタ３９を介して電流が流れる六：めに、トラン
ジスタ３５がオンしており。

トランジスタ３９のコレクタ電位は（ＶＡ　−Ｖｎｖ　
）になっている。これに対して、抵抗２８には電流が流
れないから、トランジスタ４０のコレクタを位は、ダイ
オード４５０カソード電位に等しく、（ｖｃｃ−ｖＢＥ
）になっている。したがって、トランジスタ３６はオフ
している。また、トランジスタ３７ノｚミツタを位（１
（４１ｉＱ（Ｑ））ｔ（ＶＡ−２Ｖｎｒ；）であり、ト
ランジスタ３８のエミッタ電位（第４図の））は（Ｖｃ
ｃ　−２ＶＢＥ　）である。

ここで、抵抗２９と３０．抵抗３１と３２は抵抗値が等
しく設定されでおり、トランジスタ３７のエミッタ電位
よりもトランジスタ３８のエミッタ電位が高いから、ト
ランジスタ４１はオンし、トランジスタ４２はオンして
いる。また、このと鎗のトランジスタ３９のエミッタ電
位（第４図囚）は、トランジスタ３８のエミッタ電位（
Ｖｃｃ　−２Ｖｎｇ　）よりもＶＢＥだけ低く　、　　
（Ｖｃｃ−３ＶＢＥ）　Ｋなっている。

そこで、トランジスタ３９のエミッタ電流は可変容量コ
ンデンサ４６　、４７→トランジスタ４２の経路で定電
流源に流れ込む。

このエミッタ電流によって可変容量コンデンサ４６　、
４７は充電され、トランジスタ３９のエミッタ電位（第
４図囚）は（Ｖｃｃ　−３ＶＢＥ　）に固定されている
からこの充電とともに、トランジスタ４０のエミッタ電
位（第４図（Ｂ））は傾きＩ／Ｃ１で徐々に低下してい
く。

そして、トランジスタ４０のエミッタ電位（第４図（Ｂ
））が６そのベース電位、したがってトランジスタ３７
のエミッタ電位（第４図（Ｃ１）（ＶＡ−２ｖＢＥ）ヨ
リモｖＢＥりは低イ（ＶＡ−３ＶＢＢ　）　Ｖｃ　す６
　トランジスタ４０はオンする。これによって、抵抗２
８１Ｃ電流が流れてトランジスタ３６がオンし。

トランジスタ３８のベース電位は（ＶＡ、　　ＶＢＥ）
に。

エミッタ電位（第４　図（ＤＪ　）　ハ（ＶＡ−２ＶＢ
Ｅ）トする。この結果、トランジスタ３９はオフするこ
とになり、そのコレクタ電位は（ＶＣＣＶＢＩ　）とな
ってトランジスタ３５はオフし、トランジスタ３７の−
１−ミｙｆｉ　［位（第４図ｆＣ））ハ（ＶＡ−２Ｖｎ
Ｅ）カら（Ｖｃｅ　−２ＶＢＢ　）に（ＶＣＣ−ＶＡ　
）だけ上昇する。

そこで、トランジスタ３９　、４０のエミッタを位もと
本に（Ｖｃｃ　−ＶＡ）だけ１．上昇し、夫ｋ（２Ｖｃ
ｃ−ＶＡ　　３ＶＢａ　’）　、　（ＶＣＣ−３ＶＢＥ
）となる。また、トランジスタ３７のエミッタ電位（第
４図（Ｃ）　）がトランジスタ３８のエミッタ電位（第
４図の））よりも高くなったことにより、トランジスタ
４１がオフしてトランジスタ４２がオフする。したがっ
て。

トランジスタ４０のエミッタ電流が可変容量コンデンサ
４７，４６．ｈランラスタ４１を介して定電流源に流れ
込む。このエミッタ電流により、可変容量コンデンサ４
７　、４６は上記とは逆方向の充電ヲ行い６　トランジ
スタ４０のエミッタ電位（第４図（Ｂ））が（Ｖｃｃ　
−３ＶＢＥ　’）に保たれてトランジスタ３９のエミッ
タ電位（ｔ４，４図（至）がＩ／Ｃ１の傾きで低下して
いく。そして。トランジスタ３９のエミッタ電位が（Ｖ
Ａ−３ＶＢｇ）になると、トランジスタ３９がオンして
トランジスタ４０がオフする。この時点を第４図でｔ２
として示す。

以上の動作が１周期として繰り返し、出力端子２５に、
第４回国に示す波形のパルスが得られる。

この発振器の発振周期をＴとすると、第４図囚、（Ｂ）
において＆Ｔ／２はトランジスタ３９　、４０のエミッ
タ電位がＩ／ｃｌノ傾ｔ　テ（２Ｖｃｃ　−ＶＡ　−３
ＶＢｇ）カラ（ＶＡ−３Ｖｏ　）Ｋ　２（ＶＣＣＶＡ　
）だけ変化する期間に等しいから。

となる。したがって１発振周波数ｆは となる。ところで、定電流源を構成するトランジスタ４
３０ベースには、ＰＮＰ形のトランジスタ４４のエミッ
タ電圧が印加されており、このトランジスタ４４０ペー
スに定電圧源４９から印加される電圧をｖＢとするとゎ
　トランジスタ４３　、４９のベース・エミッタ間電圧
はともにＶｌｌｌｅであるから。

トランジスタ４３のエミッタ電位はｖＢである。そこで
、抵抗３３の抵抗値を＆とすると、この定電流源の電流
工（すなわち、可変容量コンデンサ４６　、４７の充電
電流）は。

どなる。式（７）　、　（８）から１発振周波数ｆは次
のように表される。

この式（９）において−ｖＢｅ　（Ｖｃｃ−ＶＡ）は一
定であるから１発振周波数ｆはＣｌＲ１のみの関数とな
る。したがって、入力端子２４から可変容量コンデンサ
４６　、４７に印加される電圧が変化すると。

発振周波数ｆが変化することになり、制御電圧によって
発振周波数が制御される。

第５図は第１図の低域フィルタ２２の一具体例を示す回
路図であって、５１は信号入力端子、５２゜５３は抵抗
、５４は可変容量コンデンサ、５５は定電圧源、５６は
制御電圧印加端子、５７は信号出力端子である。

この具体例は、抵抗５２と可変容量コンデンサ５４とに
より、１次の低域フィルタを構成しており、抵抗５２の
抵抗値を班、可変容量コンデンサ５４の静電容量をＣ２
とするとカットオフ周波数んは。

で表される。

可変容量コンデンサ５４のアノード側には、定電圧源５
５から抵抗５３　、５２を介して直流電圧が印加されて
おり、制御電圧印加端子５６から可変容量コンデンサ５
４のカソード側に第１図の低域フィルタ２０が出力する
制ｉｉ＋１電圧を印加することにより、可変容量コンデ
ンサ５４の静電容量を変化させる。

なお、定電圧源５５の電圧を第３図のトランジスタ３９
　、４０のエミッタ電位（第４図囚、　（Ｂ）　’）の
平城値（ＶＣＣ−３ＶｎＥ）に等しく設定することによ
り１側御電圧印加端子５６に印加される制御電圧を第３
図のｉ３制御道圧印加端子２４に印加される制御電圧と
等しくすることができる。

第６図は特性を制御可能なフィルタの他の具体例を示す
回路図であって、５８は信号入力端子。

５９は信号出力端子、　６０〜６２は抵抗、６３〜６５
は可変容量ダイオード、６６は制御電圧印加端子、６７
は定電圧源、６８は抵抗である。

この具体例は、先に第８図に示したＴＷｔルーＴ型トシ
トラップフィルタって、そのトラップ周波数ｆは、抵抗
６０　、６１の抵抗値をＲ３，抵抗６２の抵抗値をＲ３
／２　、可変容量コンデンサ６３　、６４の静電容量を
Ｃａ、可変容量コンデンサ６５の静電容量を２Ｃａに選
ぶと。

となる。制御電圧印加端子６６からの制御電圧によって
Ｃａが変化し、トラップ周波数ｆｒを可変とすることが
できる。

第７図はｗｃ３図に示した発振器と第５図に示した低域
フィルタを第１図の実施例に用いた具体的な回路図であ
って、６９〜７３はＩＣビン、７４は外付はコンデンサ
、７５は抵抗５ｅ１〜ｅ７は定電圧源であり、第１図に
対応する部分には同一符号をつけている。

第７図において、電圧制御発振器１８と発振器２１とは
第３図に示した構成の発振器を用い、低域フィルタ２２
は第５図に示した構成の１次の低域フィルタを用いてい
る。基準発振器１６（第１図）の基準信号はＩＣビン６
９から位相検波器１９に供給される。位相検波器１９は
よく知られた乗算器形の検波器である。低域フィルタ２
０はＩＣビン７０に外付けされた外付はコンデンサ７４
とＩＣ化された抵抗７５とからなる。発振器２１の発振
周波数は電圧制御発振器１８の発振周波数と異なり。

この発振器２１の出力信号はＩＣビン７３に得られる。

低域フィルタ２２０入力信号はＩＣビン７１から供給さ
れ、その出力信号はＩＣビン７２に得られる。低域フィ
ルタ２０に得られる制御電圧は電圧制御発振器１８１発
振器２１および低域フィルタ２２夫々の可変容量コンデ
ンサに供給され、先に説明したように、その静電容量が
変化されて特性のバラツキが吸収される。

以上、本発明の詳細な説明したが、制御電圧で制御され
る電子回路としては、上記の構成の発振器や低域フィル
タの４に限られるのではなく、抵抗の抵抗値とコンデン
サの静電容量との積で特性が決まる他の構成の発振器や
低域フィルタ、さらには高域フィルタ、帯域フィルタ。

パルス遅延回路などの他の電子回路について本発明が適
用可能であることはいうまでもない。

〔発明の効果〕

以上説明したように１本発明によれば、ＩＣチップ内の
コンデンサや抵抗のバラツキを自動的に吸収することが
できるから、外部から調整を必要としない発振器やフィ
ルタなどの電子回路のＩＣ化が可能となり、ｖ！４整手
投手段くことができて部品点数の削減、小型・軽量化が
実現可能となるとともに、調整の手間が省けて生産性１
歩留まりが大幅に向上するし、さらにまた。

温度変化によってＩＣ化素子の値が変化してもこれは自
動的に吸収されて温度依存性をなくすことができ、上記
従来技術の欠点を除いて優れた機能の集積回路を低コス
トで提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による集積回路の一実施例を示スブロッ
ク図、第２図は可変容量コンデンサの一例であるトラン
ジスタのベース・エミッタ間接合容量の印加電圧に対す
る静電容量の変化を示す特性図、第３図は第１図の発振
器の一具体例を示す回路図、第４図は第３図の各部の電
位変化を示すタイミングチャート、第５図は第１図の特
性が制御可能な低域フィルタの一具体例を示す回路図、
第６図は特性を制御可能なフィルタの他の具体例を示す
回路図、第７図は第３図に示した発振器と第５図に示し
た低域フィルタを用いた第１図の具体的な回路図、第８
図はＴＷｔｎ−Ｔ型トラップフィルタを示す回路図、第
９図はそのトラップ周波数のバラツキを説明するための
特性図、＠１０図はリングオシレータ型発振器を示す回
路図、第１１図はその動作を説明するためのタイミング
チャートである。 １６・・・基準発振器。 １７・・・位相ロックループ回路。 １８・・・電圧制御発振器、１９・・・位相検波器。 ２０・・・低域フィルタ、２１・・・発振器。 ２２・・・低域フィルタ、２３・・・高域フィルタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 抵抗の抵抗値とコンデンサの静電容量との積で特性が決
   まる所定数の電子回路が同一の基板内に集積化されてな
   る集積回路において、該基板内に、抵抗の抵抗値とコン
   デンサの静電容量との積によつて発振周波数が決まり該
   コンデンサを可変容量コンデンサとする電圧制御発振器
   と、所定周波数の基準信号と該電圧制御発振器の出力信
   号を位相比較する位相検波器と、該位相検波器の検波出
   力から不要成分を除いて制御電圧を形成する低域フィル
   タからなり、該制御電圧で前記電圧制御発振器における
   前記コンデンサを制御して前記電圧制御発振器の発振周
   波数が前記基準信号の周波数に一致するようにした位相
   ロックループ回路を設けるとともに、前記電子回路の前
   記コンデンサを夫々可変容量コンデンサとし、かつ、前
   記電圧制御発振器の前記抵抗と前記電子回路の夫々の前
   記抵抗との抵抗比および前記電圧制御発振器の前記コン
   デンサと前記電子回路の夫々コンデンサとの静電容量比
   を精度よく設定し、前記低域フィルタが出力する制御電
   圧によつて前記電子回路の夫々の前記コンデンサを制御
   するように構成したことを特徴とする集積回路。