JPH0535921B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0535921B2 JPH0535921B2 JP60214790A JP21479085A JPH0535921B2 JP H0535921 B2 JPH0535921 B2 JP H0535921B2 JP 60214790 A JP60214790 A JP 60214790A JP 21479085 A JP21479085 A JP 21479085A JP H0535921 B2 JPH0535921 B2 JP H0535921B2
- Authority
- JP
- Japan
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- output
- oscillation frequency
- circuit
- voltage
- switch element
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 34
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 26
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 21
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000003491 array Methods 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデジタル温度補償回路を有する温度補
償水晶発振器に関し、特に、通信装置用に使用さ
れるデジタル形温度補償水晶発振器に関する。
償水晶発振器に関し、特に、通信装置用に使用さ
れるデジタル形温度補償水晶発振器に関する。
デジタル形温度補償水晶発振器としては、従来
第２図に示されるものが用いられていた。第２図
において、温度検出回路１０は温度に応じた電圧
を出力する温度センサとして機能しており、検出
出力をＡ−Ｄコンバータ１１へ出力するように構
成されている。Ａ−Ｄコンバータ１１は温度検出
回路１０の出力電圧をデジタルデータに変換する
ようになつている。そしてこのデータは記憶回路
１２に記憶される。記憶回路１２には発振周波数
調整用の記憶データが予め書き込まれており、Ａ
−Ｄコンバータ１１の出力が記憶回路１２に供給
されると、この出力に従つたアドレスが指定さ
れ、記憶回路１２の記憶データのうち特定のデー
タが読み出されてＤ−Ａコンバータ１３へ出力さ
れる。そしてＤ−Ａコンバータ１３において読み
出されてデータに従つたアナログ量の電圧に変換
される。Ｄ−Ａコンバータ１３の出力はLPF（コ
ーパスフイルタ）１４を介して、あるいはLPF
１４を経由せず直接可変容量ダイオード１７に供
給されるようになつている。可変容量ダイオード
１７にはコンデンサ１８が直列接続されていると
共に水晶振動子１６を介して負性抵抗発生回路１
５が接続され、これらの素子によつて水晶発振回
路が形成されている。
第２図に示されるものが用いられていた。第２図
において、温度検出回路１０は温度に応じた電圧
を出力する温度センサとして機能しており、検出
出力をＡ−Ｄコンバータ１１へ出力するように構
成されている。Ａ−Ｄコンバータ１１は温度検出
回路１０の出力電圧をデジタルデータに変換する
ようになつている。そしてこのデータは記憶回路
１２に記憶される。記憶回路１２には発振周波数
調整用の記憶データが予め書き込まれており、Ａ
−Ｄコンバータ１１の出力が記憶回路１２に供給
されると、この出力に従つたアドレスが指定さ
れ、記憶回路１２の記憶データのうち特定のデー
タが読み出されてＤ−Ａコンバータ１３へ出力さ
れる。そしてＤ−Ａコンバータ１３において読み
出されてデータに従つたアナログ量の電圧に変換
される。Ｄ−Ａコンバータ１３の出力はLPF（コ
ーパスフイルタ）１４を介して、あるいはLPF
１４を経由せず直接可変容量ダイオード１７に供
給されるようになつている。可変容量ダイオード
１７にはコンデンサ１８が直列接続されていると
共に水晶振動子１６を介して負性抵抗発生回路１
５が接続され、これらの素子によつて水晶発振回
路が形成されている。
LPF１４の出力が可変容量ダイオード１７に
供給されると、LPF１４の出力電圧に応じて可
変容量ダイオード１７の容量が変化し発振回路の
周波数が調整される。即ち、温度に応じた信号を
可変容量ダイオード１７へ出力することによつて
水晶発振回路の周波数を温度に応じて調整するこ
とができ、発振周波数の安定化を図ることができ
る。
供給されると、LPF１４の出力電圧に応じて可
変容量ダイオード１７の容量が変化し発振回路の
周波数が調整される。即ち、温度に応じた信号を
可変容量ダイオード１７へ出力することによつて
水晶発振回路の周波数を温度に応じて調整するこ
とができ、発振周波数の安定化を図ることができ
る。
ここで、Ｄ−Ａコンバータ１３の出力にLPF
１４が挿入されている理由について説明する。
１４が挿入されている理由について説明する。
即ち、Ｄ−Ａコンバータ１３の出力電圧は階段
波形として出力されるから、この信号をそのまま
可変容量ダイオード１７に印加すると、第５図に
示されるように、発振周波数が急峻な変化を繰
り返す。そのため、発振器がパルス性雑音によつ
て変調を受けているのと同等の状態を呈し、結果
として発振器出力の純度（Ｃ／Ｎ比）が悪化す
る。そこで、Ｄ−Ａコンバータ１３の出力に
LPF１４を挿入し、急峻な周波数変動を抑制す
ることがなされている。LPF１４は第４図に示
されるように抵抗４７，４８、コンデンサ４９を
有し、LPF１４をＤ−Ａコンバータ１３の出力
に挿入すると、発振周波数の制御特性が第６図の
実線で示されるようになる。なお、第６図におけ
る点線はLPF１４がない場合の制御特性（第５
図と同一）を示している。このようにLPF１４
を挿入することにより、急峻な周波数変動が押さ
えられる。これは周波数変調における変調波の高
周波成分が減少した状態を現出しているわけであ
り、Ｃ／Ｎ比の向上をもたらす結果となる。通信
機用デジタル温度補償水晶発振器には、安定度の
みならずＣ／Ｎ比が良いことがしばしば求められ
るので、上述したようにLPFが使用される。
波形として出力されるから、この信号をそのまま
可変容量ダイオード１７に印加すると、第５図に
示されるように、発振周波数が急峻な変化を繰
り返す。そのため、発振器がパルス性雑音によつ
て変調を受けているのと同等の状態を呈し、結果
として発振器出力の純度（Ｃ／Ｎ比）が悪化す
る。そこで、Ｄ−Ａコンバータ１３の出力に
LPF１４を挿入し、急峻な周波数変動を抑制す
ることがなされている。LPF１４は第４図に示
されるように抵抗４７，４８、コンデンサ４９を
有し、LPF１４をＤ−Ａコンバータ１３の出力
に挿入すると、発振周波数の制御特性が第６図の
実線で示されるようになる。なお、第６図におけ
る点線はLPF１４がない場合の制御特性（第５
図と同一）を示している。このようにLPF１４
を挿入することにより、急峻な周波数変動が押さ
えられる。これは周波数変調における変調波の高
周波成分が減少した状態を現出しているわけであ
り、Ｃ／Ｎ比の向上をもたらす結果となる。通信
機用デジタル温度補償水晶発振器には、安定度の
みならずＣ／Ｎ比が良いことがしばしば求められ
るので、上述したようにLPFが使用される。
第２図に示した構成は一種の開ループ制御系を
形成していることは明らかであり、あらかじめあ
る制御誤差内に管理できるように設定された記憶
データをもとに逐一可変容量ダイオード１７の容
量を変化させて周波数の安定化を達成している。
温度に対して管理すべきデータを発生する手段
は、第２図に示す温度検出回路１０、Ａ−Ｄコン
バータ１１および記憶回路１２を使用する方法以
外にも多くの方法がある。例えばアナログ方式が
従来より多く使用されている。それにも拘わらず
最近とみにデジタル形温度補償水晶発振器が必要
とされる理由は、その量産性と経済性の向上にあ
ると考えられる。即ち、高精度にかつ個々のばら
つきが少なく生産できる手段がデジタル形回路構
成で容易にかつ経済的に実現できるからに他なら
ない。
形成していることは明らかであり、あらかじめあ
る制御誤差内に管理できるように設定された記憶
データをもとに逐一可変容量ダイオード１７の容
量を変化させて周波数の安定化を達成している。
温度に対して管理すべきデータを発生する手段
は、第２図に示す温度検出回路１０、Ａ−Ｄコン
バータ１１および記憶回路１２を使用する方法以
外にも多くの方法がある。例えばアナログ方式が
従来より多く使用されている。それにも拘わらず
最近とみにデジタル形温度補償水晶発振器が必要
とされる理由は、その量産性と経済性の向上にあ
ると考えられる。即ち、高精度にかつ個々のばら
つきが少なく生産できる手段がデジタル形回路構
成で容易にかつ経済的に実現できるからに他なら
ない。
第２図に示したデジタル形温度補償水晶発振器
は、従来のアナログ式のものよりもコストパフオ
ーマンスを改善できるが、更に効果を大きくしよ
うとするデジタル形温度補償水晶発振器が提案さ
れている。〔「デジタルTCXOの位置構成法」（昭
和59年度電子通信学会総合全国大会、文献No.
630〕。このデジタル形温度補償水晶発振器を第３
図に示す。この発振器は、第２図に示すＤ−Ａコ
ンバータ１３、LPF１４、可変容量ダイオード
１７を削除し、可変容量ダイオード１７の代わり
に容量アレイ（コンデンサ）２０〜２３を設け、
各容量アレイ２０〜２３にそれぞれMOSトラン
ジスタ（FET）スイツチ素子２４〜２７を配設
したものである。
は、従来のアナログ式のものよりもコストパフオ
ーマンスを改善できるが、更に効果を大きくしよ
うとするデジタル形温度補償水晶発振器が提案さ
れている。〔「デジタルTCXOの位置構成法」（昭
和59年度電子通信学会総合全国大会、文献No.
630〕。このデジタル形温度補償水晶発振器を第３
図に示す。この発振器は、第２図に示すＤ−Ａコ
ンバータ１３、LPF１４、可変容量ダイオード
１７を削除し、可変容量ダイオード１７の代わり
に容量アレイ（コンデンサ）２０〜２３を設け、
各容量アレイ２０〜２３にそれぞれMOSトラン
ジスタ（FET）スイツチ素子２４〜２７を配設
したものである。
第３図において、容量アレイ２０〜２３の容量
値の比率は例えば１：２：４：８に定められてい
る。又、記憶回路１２の出力は直並列変換器１９
へ供給されており、直並列変換器１９の出力によ
つてMOSトランジスタスイツチ素子２４〜２７
をオン・オフ制御するように構成されている。な
お、記憶回路１２の出力が並列出力である場合に
は直並列変換器１９は不要となる。
値の比率は例えば１：２：４：８に定められてい
る。又、記憶回路１２の出力は直並列変換器１９
へ供給されており、直並列変換器１９の出力によ
つてMOSトランジスタスイツチ素子２４〜２７
をオン・オフ制御するように構成されている。な
お、記憶回路１２の出力が並列出力である場合に
は直並列変換器１９は不要となる。
第３図に示す発振器の場合には、スイツチ素子
２４〜２７のオンオフによつて容量アレイ２０〜
２３をコンデンサ１８と並列接続することによつ
て発振周波数を調整することができると共に、可
変容量ダイオード１７が不要なため、LSI化に適
し、かつ容量アレイ２０〜２３、スイツチ素子２
４〜２７が第２１図のＤ−Ａコンバータ１３と同
程度のチツプ面積でも実現できることから小型化
及び低コスト化を図ることができる。
２４〜２７のオンオフによつて容量アレイ２０〜
２３をコンデンサ１８と並列接続することによつ
て発振周波数を調整することができると共に、可
変容量ダイオード１７が不要なため、LSI化に適
し、かつ容量アレイ２０〜２３、スイツチ素子２
４〜２７が第２１図のＤ−Ａコンバータ１３と同
程度のチツプ面積でも実現できることから小型化
及び低コスト化を図ることができる。
しかしながら、第３図に示す発振器の場合に
は、スイツチ素子２４〜２７のオンオフによつて
発振周波数を調整するように構成されていたた
め、第５図に示されるような発振周波数となり、
Ｃ／Ｎ比が悪化するという不具合があつた。即
ち、スイツチ素子２４〜２７のオンオフ時の過渡
的変化の影響により水晶振動子１６側より見た場
合の瞬時の容量の変動量は通常の段階的変化の値
よりも拡大される。特に容量アレイ２０〜２３の
うち容量の大きいものを断続する場合には影響が
大きい。この結果、第５図の周波数制御特性に示
すような鋭いパルス状の変化も表れる。このよう
なインパルス状の周波数変化が生ずることは、イ
ンパルス性の雑音電圧により周波数変調されてい
ることと等価であり、低い周波数から高い周波数
にまで広く周波数のゆらぎ成分が存在しているこ
とを示している。このような現象は第２図のもの
にも多かれ少なかれ生じるが、第２図のものにお
いてLPF１４によつて段階的周波数変化による
ものと、インパルス的周波数変化によるものとの
両方の合成されたゆらぎ成分をLPF１４によつ
て制御してＣ／Ｎ比の変化を防止している。とこ
ろが第３図の発振器の場合には容量アレイ２０〜
２３を直接切り換え発振周波数を調整するように
されているため、発振周波数の純度が悪化すると
いう不具合があつた。
は、スイツチ素子２４〜２７のオンオフによつて
発振周波数を調整するように構成されていたた
め、第５図に示されるような発振周波数となり、
Ｃ／Ｎ比が悪化するという不具合があつた。即
ち、スイツチ素子２４〜２７のオンオフ時の過渡
的変化の影響により水晶振動子１６側より見た場
合の瞬時の容量の変動量は通常の段階的変化の値
よりも拡大される。特に容量アレイ２０〜２３の
うち容量の大きいものを断続する場合には影響が
大きい。この結果、第５図の周波数制御特性に示
すような鋭いパルス状の変化も表れる。このよう
なインパルス状の周波数変化が生ずることは、イ
ンパルス性の雑音電圧により周波数変調されてい
ることと等価であり、低い周波数から高い周波数
にまで広く周波数のゆらぎ成分が存在しているこ
とを示している。このような現象は第２図のもの
にも多かれ少なかれ生じるが、第２図のものにお
いてLPF１４によつて段階的周波数変化による
ものと、インパルス的周波数変化によるものとの
両方の合成されたゆらぎ成分をLPF１４によつ
て制御してＣ／Ｎ比の変化を防止している。とこ
ろが第３図の発振器の場合には容量アレイ２０〜
２３を直接切り換え発振周波数を調整するように
されているため、発振周波数の純度が悪化すると
いう不具合があつた。
又、第３図の発振器において、スイツチ素子２
４〜２７として、第７図に示されるMOSトラン
ジスタ３２を用いたり、あるいは第８図に示され
るようなMOSトランジスタ３７、反転増幅器５
０を有するものを用いて、これらのスイツチング
素子をオンオフしても、第５図に示される発振周
波数制御特性しか得ることができない。
４〜２７として、第７図に示されるMOSトラン
ジスタ３２を用いたり、あるいは第８図に示され
るようなMOSトランジスタ３７、反転増幅器５
０を有するものを用いて、これらのスイツチング
素子をオンオフしても、第５図に示される発振周
波数制御特性しか得ることができない。
即ち、第９図に示されるようにコンデンサ２０
とスイツチ２４の直列回路からなるもののスイツ
チ素子２４のゲート３３に制御電圧を与えてスイ
ツチ素子２４をオンオフした場合の等価回路は第
１０図に示されるようになる。そして、ゲート３
３の制御電圧をVgとしてVgとCx及びRxの値の
変化を表わすと第１１図のようになる。
とスイツチ２４の直列回路からなるもののスイツ
チ素子２４のゲート３３に制御電圧を与えてスイ
ツチ素子２４をオンオフした場合の等価回路は第
１０図に示されるようになる。そして、ゲート３
３の制御電圧をVgとしてVgとCx及びRxの値の
変化を表わすと第１１図のようになる。
Rxは通常の場合発振周波数においてCxのイン
ピーダンスに比較して無視し得るほど大きく取る
ことは容易であるので、設計時においてRxが最
小値を取るVg2の条件下でもCxのインピーダン
スへの影響が無視し得るように設計すれば良い。
又、ゲート３３の入力電圧がオンオフによりVg1
からVg3まで変化するとすれば、CxはCx1から
Cx2に変化する。従つて周波数もこれに従つて変
化する。ただし制御電圧がVg1からVg2に瞬間的
に変化するからCxもCx2に瞬間的に変わる。同
様の変化が他の回路においても発生するので結果
として発振回路の周波数特性が第５図のようにな
る。
ピーダンスに比較して無視し得るほど大きく取る
ことは容易であるので、設計時においてRxが最
小値を取るVg2の条件下でもCxのインピーダン
スへの影響が無視し得るように設計すれば良い。
又、ゲート３３の入力電圧がオンオフによりVg1
からVg3まで変化するとすれば、CxはCx1から
Cx2に変化する。従つて周波数もこれに従つて変
化する。ただし制御電圧がVg1からVg2に瞬間的
に変化するからCxもCx2に瞬間的に変わる。同
様の変化が他の回路においても発生するので結果
として発振回路の周波数特性が第５図のようにな
る。
本発明の目的は、LSI化に適しＣ／Ｎ比の向上
を図ることができるデジタル形温度補償水晶発振
器を提供することにある。
を図ることができるデジタル形温度補償水晶発振
器を提供することにある。
本発明は、水晶振動子と直列接続され、水晶発
振回路中のコンデンサに並列接続される発振周波
数調整用コンデンサ群と、各発振周波数調整用コ
ンデンサと直列接続され、各発振周波数調整用コ
ンデンサの水晶発振回路への投入を制御するトラ
ンジスタスイツチ素子群と、温度に応じた電圧を
出力する温度センサと、温度センサの出力をデジ
タルデータに変換する変換手段と、変換手段出力
のデジタルデータに従つた制御電圧を特定のトラ
ンジスタスイツチ素子へ出力する電圧発生手段
と、電圧発生手段出力の制御電圧を各トランジス
タスイツチ素子へ供給する充放電回路群とを備
え、各充放電回路は、各トランジスタスイツチ素
子のインピーダンスが時間的に連続して変化する
アナログ量の信号を出力することを特徴としてい
る。
振回路中のコンデンサに並列接続される発振周波
数調整用コンデンサ群と、各発振周波数調整用コ
ンデンサと直列接続され、各発振周波数調整用コ
ンデンサの水晶発振回路への投入を制御するトラ
ンジスタスイツチ素子群と、温度に応じた電圧を
出力する温度センサと、温度センサの出力をデジ
タルデータに変換する変換手段と、変換手段出力
のデジタルデータに従つた制御電圧を特定のトラ
ンジスタスイツチ素子へ出力する電圧発生手段
と、電圧発生手段出力の制御電圧を各トランジス
タスイツチ素子へ供給する充放電回路群とを備
え、各充放電回路は、各トランジスタスイツチ素
子のインピーダンスが時間的に連続して変化する
アナログ量の信号を出力することを特徴としてい
る。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。
る。
第１図には、本発明の好適な実施例の構成が示
されている。本実施例は、直並列変換器１９とス
イツチ素子２４〜２７との間に充放電回路２８〜
３１を挿入したものであり、他の構成は第３図の
ものと同様であるので、同一のものには同一符号
を付してそれらの説明は省略する。
されている。本実施例は、直並列変換器１９とス
イツチ素子２４〜２７との間に充放電回路２８〜
３１を挿入したものであり、他の構成は第３図の
ものと同様であるので、同一のものには同一符号
を付してそれらの説明は省略する。
充放電回路２８〜３１は、それぞれ第１２図に
示されるように、コンデンサ４０と抵抗４１から
構成されており、端子３８が直並列変換器１９に
接続され、端子３９がスイツチ素子２４〜２７の
ゲートに接続されている。このため、直並列変換
器１９のオンオフ出力に対してVgがVg1とVg2
との間を時間をかけて変化するので、発振回路の
周波数特性を、第６図に示される特性とすること
が可能となる。なお、充放電回路２８〜３１とし
て、第１３図に示されるように定電流源４２を用
いることも可能である。ただし定電流源４２は、
充放電するために端子３８の電圧に対応して電流
の方向が変化するようになる必要がある。端子３
９にはMOSトランジスタスイツチ素子のゲート
が接続されるのみであり、かつゲートのインピー
ダンスは非常に高いので、ほぼ無限大のインピー
ダンスが接続されているとして見ることができ
る。第１４図には端子３８の入力電圧波形４３と
端子３９の出力電圧波形４４が示されている。
示されるように、コンデンサ４０と抵抗４１から
構成されており、端子３８が直並列変換器１９に
接続され、端子３９がスイツチ素子２４〜２７の
ゲートに接続されている。このため、直並列変換
器１９のオンオフ出力に対してVgがVg1とVg2
との間を時間をかけて変化するので、発振回路の
周波数特性を、第６図に示される特性とすること
が可能となる。なお、充放電回路２８〜３１とし
て、第１３図に示されるように定電流源４２を用
いることも可能である。ただし定電流源４２は、
充放電するために端子３８の電圧に対応して電流
の方向が変化するようになる必要がある。端子３
９にはMOSトランジスタスイツチ素子のゲート
が接続されるのみであり、かつゲートのインピー
ダンスは非常に高いので、ほぼ無限大のインピー
ダンスが接続されているとして見ることができ
る。第１４図には端子３８の入力電圧波形４３と
端子３９の出力電圧波形４４が示されている。
ここでコンデンサ４０として1pFの容量のもの
を用い、定電流源４２の電流が10-8Ａとし、コン
デンサ４０の両端の最高電圧が5Vとしたとき、
第１４図中のτ＝0.5×10-8秒となつて等価的に
遮断周波数が数ｋHzのLPFを実現することがで
きる。
を用い、定電流源４２の電流が10-8Ａとし、コン
デンサ４０の両端の最高電圧が5Vとしたとき、
第１４図中のτ＝0.5×10-8秒となつて等価的に
遮断周波数が数ｋHzのLPFを実現することがで
きる。
即ち、本実施例においては、直並列変換器１９
とスイツチ素子２４〜２７の間にLPFを構成す
る充放電回路２８〜３１を挿入し、発振周波数が
急激に変化するのを抑制するようにしたため、
Ｃ／Ｎ比が悪化するのを防止することができる。
とスイツチ素子２４〜２７の間にLPFを構成す
る充放電回路２８〜３１を挿入し、発振周波数が
急激に変化するのを抑制するようにしたため、
Ｃ／Ｎ比が悪化するのを防止することができる。
なお、τ＝0.5×10-3秒のLPFを構成したとき
には第１１図における容量Cx1とCx2との変化が
約0.5mm秒間に連続的にかつ比較的なめらかに行
われていることを意味する。
には第１１図における容量Cx1とCx2との変化が
約0.5mm秒間に連続的にかつ比較的なめらかに行
われていることを意味する。
以上説明したように、本発明によれば電圧発生
手段とトランジスタスイツチ素子群との間に充放
電回路群を挿入し、トランジスタスイツチ素子の
オン・オフによつて発振周波数が急激に変化する
のを制御するようにしたため、小型化、経済性を
損なうことなく、LSI化に適しかつ高純度の発振
出力を得ることができるという優れた効果が得ら
れる。
手段とトランジスタスイツチ素子群との間に充放
電回路群を挿入し、トランジスタスイツチ素子の
オン・オフによつて発振周波数が急激に変化する
のを制御するようにしたため、小型化、経済性を
損なうことなく、LSI化に適しかつ高純度の発振
出力を得ることができるという優れた効果が得ら
れる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は可変容量ダイオードを用いた従来の発振器の
構成図、第３図は容量アレイを用いた従来の発振
器の構成図、第４図はLPF１４の具体的構成図、
第５図は温度と発振周波数との関係を示す線図、
第６図は本発明に係る発振周波数特性を示す線
図、第７図はMOSトランジスタ３２の構成説明
図、第８図はMOSトランジスタ３７と反転増幅
器５０を用いたスイツチ素子の構成説明回、第９
図はコンデンサ２０とトランジスタスイツチ素子
２４の構成図、第１０図は第９図の等価回路図、
第１１図は第１０図に示す回路素子の変化特性を
示す線図、第１２図は充放電回路２８〜３１の具
体的構成図、第１３図は第２図の他の実施例を示
す構成図、第１４図は第１３図の入力電圧と出力
電圧の関係を示す線図である。 １０……温度検出回路、１１……Ａ−Ｄコンバ
ータ、１２……記憶回路、１３……Ｄ−Ａコンバ
ータ、１４……LPF、１５……負性抵抗発生回
路、１６……水晶振動子、１９……直並列変換
器、２０，２１，２２，２３……容量アレイ、２
４，２５，２６，２７……FETスイツチ素子、
２８，２９，３０，３１……充放電回路、４７，
４８……抵抗、４９……コンデンサ。
図は可変容量ダイオードを用いた従来の発振器の
構成図、第３図は容量アレイを用いた従来の発振
器の構成図、第４図はLPF１４の具体的構成図、
第５図は温度と発振周波数との関係を示す線図、
第６図は本発明に係る発振周波数特性を示す線
図、第７図はMOSトランジスタ３２の構成説明
図、第８図はMOSトランジスタ３７と反転増幅
器５０を用いたスイツチ素子の構成説明回、第９
図はコンデンサ２０とトランジスタスイツチ素子
２４の構成図、第１０図は第９図の等価回路図、
第１１図は第１０図に示す回路素子の変化特性を
示す線図、第１２図は充放電回路２８〜３１の具
体的構成図、第１３図は第２図の他の実施例を示
す構成図、第１４図は第１３図の入力電圧と出力
電圧の関係を示す線図である。 １０……温度検出回路、１１……Ａ−Ｄコンバ
ータ、１２……記憶回路、１３……Ｄ−Ａコンバ
ータ、１４……LPF、１５……負性抵抗発生回
路、１６……水晶振動子、１９……直並列変換
器、２０，２１，２２，２３……容量アレイ、２
４，２５，２６，２７……FETスイツチ素子、
２８，２９，３０，３１……充放電回路、４７，
４８……抵抗、４９……コンデンサ。
Claims (1)
- １ 水晶振動子と直列接続され、水晶発振回路中
のコンデンサに並列接続される発振周波数調整用
コンデンサ群と、各発振周波数調整用コンデンサ
と直列接続され、各発振周波数調整用コンデンサ
の水晶発振回路への投入を制御するトランジスタ
スイツチ素子群と、温度に応じた電圧を出力する
温度センサと、温度センサの出力をデジタルデー
タに変換する変換手段と、変換手段出力のデジタ
ルデータに従つた制御電圧を特定のトランジスタ
スイツチ素子へ出力する電圧発生手段と、電圧発
生手段出力の制御電圧を各トランジスタスイツチ
素子へ供給する充放電回路群とを備え、各充放電
回路は、各トランジスタスイツチ素子のインピー
ダンスが時間的に連続して変化するアナログ量の
信号を出力することを特徴とするデジタル形温度
補償水晶発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21479085A JPS6276801A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | デジタル形温度補償水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21479085A JPS6276801A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | デジタル形温度補償水晶発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6276801A JPS6276801A (ja) | 1987-04-08 |
| JPH0535921B2 true JPH0535921B2 (ja) | 1993-05-27 |
Family
ID=16661573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21479085A Granted JPS6276801A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | デジタル形温度補償水晶発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6276801A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3019340B2 (ja) * | 1989-12-05 | 2000-03-13 | セイコーエプソン株式会社 | 可変容量装置 |
| JPH06303035A (ja) * | 1993-04-16 | 1994-10-28 | Citizen Watch Co Ltd | 温度補償型発振器の周波数調整方法および温度補償型発振器 |
| EP1555753A1 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-20 | Dialog Semiconductor GmbH | High Q linear controlled variable capacitor |
| JP6088189B2 (ja) * | 2012-10-01 | 2017-03-01 | セイコーＮｐｃ株式会社 | 温度補償型発振回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825463A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6082845U (ja) * | 1983-11-11 | 1985-06-08 | 日本マランツ株式会社 | デイジタル温度補償水晶発振器のノイズ低減回路 |
-
1985
- 1985-09-30 JP JP21479085A patent/JPS6276801A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825463A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6276801A (ja) | 1987-04-08 |
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