JPS59207720A - デジタルフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の技術分野〕 この発明は、例えばＤＡＤ　（デジタルオーディオディ
スク）プレーヤ等のデジタル記録再生装置用に好適なデ
ジタルフィルタに関する。 〔発明の技術的背景とその問題点〕 近時、音響機器の分野では、可及的に高忠実度再生化を
図るために、ＰＣＭ（ｄルスコードモジュレーション）
技術を利用した、例えばＤＡＤ７’レーヤやＰＣＭレコ
ーダ等のデジタル記録再生装置が普及されつつある。 ここで、第１図は上記デジタル記録再生装置のうち、特
にステレオ方式の基本的構成を示すものである。すなわ
ち、ｌ１ｍ及びｌｌｂは入力端子で、この入力端子１１
ａ、ｌｌｂにはそれぞれオーディオ信号（アナログ信号
）　Ｌ、Ｒが供給されるようになっている。このオーデ
ィオ信号り、Ｒはそれぞれプリエンファシス回路１２ｍ
、１２ｂに供給される。このプリエンファシス回路１２
　ａ　ｅ　１　ｊ　ｂは、スイッチＳ１　。 Ｓ雪によってオン・オフ制御されるもので、該スイッチ
Ｓ、、Ｓ、を閉じてオン状態に設定するととにより、上
記オーディオ信号Ｒ，Ｌにプリエンファシス特性を与え
るものである。この場合のプリエンファシス特性は、入
力信号の高域周波数成分を所定の利得で増強するように
設定されている。 このようなプリエンファシス回路１２　ａ　。 Ｊｊｂの出力信号は、それぞれローパスフィルタ１３ｍ
、１３ｂに供給されて不要な高周波成分を除去された後
、サンゾル・ホールド回路１４ｍ、１４ｂに供給される
。このサンプル・ホールド回路１４ａ、１４ｂは所定の
サンプリング周波数間隔で入力信号を標本化して出力す
るもので、各標本化信号はスイッチＳ３によつ壺 て交互に出されて時分割多産化され、人／Ｄ（アナログ
／デジタル）変換器１５に供給される。このＡ　／　Ｄ
変換器１４は上記標本化信号を順次量子化及び符号化し
てデジタル信号に変換するもので、該デジタル信号はデ
ジタル処理回路１６に供給される。このデジタル処理回
路１６は、上記デジタル信号にエラー訂正コードや前記
プリエンファシスのオン・オフデータを付加した後デジ
タル変調して出力するもので、この出力信号はテープや
ディスク等の記録媒体１７に記録される。 仁のような記録媒体１１から取り出される再生信号は、
デジタル復調処理回路１８に供給される。このデジタル
復調処理回路１８では、上記再生信号を復調し、上記記
録媒体１７の欠陥等によるエラーの訂正等を施して元の
デジタル信号に変換するもので、さらに該デジタル信号
から上記プリエンファシスのオン・オフデータ全読み出
し、該オン・オフデータに対応する切換指令信号を生成
している。このデジタル復調処理回路１８から出力され
るデジタル信号は、後述するデジタルフィルタ１９を介
してＤ　／　Ａ（デジタル／アナログ）変換器２ｏに供
給されて標本化信号に変換された後、スイッチｓ４によ
って前記サンプリング周波数間隔で交互にローパスフィ
ルタ２１　ａ　、　ＪＪ　ｂに供給される。 このローパスフィルタ２１ｍ　、ＪＪｂは上記標本化信
号から本来の情報成分である低域成分のみを取り出すも
ので、上記標本化信号はそれぞれ連続的なアナログ信号
となってディエンファシス回路ｚ　ｘ　ａ　ｐ　２２ｂ
に供給される。 このディエンファシス回路２２ｍ、２２ｂは、共にＭ２
図に示すように、増幅器ＩＣ１ａＩＣｔ、抵抗Ｒ１、Ｒ
，及びコンデンサＣからなるローパスフィルタ及び該ロ
ーパスフィルタをオン・オフ制御するスイッチＳｓから
なっている。このスイッチＳ６は前記デジタル復調処理
回路１８から出力される前記切換指令信号が供給され、
該切換指令信号に対応して自動的に開閉されるものであ
る。一般にこのスイッチＳＩには、トランジスタ等を用
いると歪発生の原因となるので、リレースイッチが用い
られている。ｔた、上記ローパスフィルタは、前記プリ
エンファシス特性と逆特性のディエンファシス特性を設
定するものである。 すなわち、上記アナログ信号がプリエンファシス特性を
有している場合、前記デジタル復調処理回路１８で生成
される切換信号が上記ディエンファシス回路：！２ｍ、
２２ｂに供給され、該ディエンファシス回路２２ｍ、２
１ｂがオン状態となされている。この場合、上記ディエ
ンファシス回路２２ｔａ、２２ｂは、上記アナログ信号
にディエンファシス特性を与え、増強された高域周波数
成分を元に戻して出力するようになる。このように、録
音時に高域周波数成分を増強しておき、再成時に元に戻
すことによって、再生オーディオ信号の８７　Ｎ比を向
上させるととができるものである。一方、上記アナログ
信号がプリエンファシス特性を有していない場合には、
上記ディエンファシス回１１１．２２　ｍ　、　２２ｂ
はオフ状態となっているため、上記アナログ信号はその
まま出力される。このディエンファシス回路：２２ｍ、
１２ｂから出力されるオーディオ信号は、それぞれ再生
オーディオ信号Ｌ／　、　Ｒ／として出力端子２３ｍ、
２１ｂより取り出されるようになされている。 ところで、上記のようなディジタル記録再生装置では、
アナログ信号を標本化して再び元に戻すと、原信号に含
まれる周波数成分に前記サンプリング周波数を中心とし
て折返される高調波成分が発生し、結果として原信号の
帯域上限付近に折返される高調波成分が分布することに
なるため、とれを取り除く必要から前記ロー／４スフイ
ルタ２１ｍ、２１ｂに急峻な特性を持たせている。しか
し、Ｄ／Ａ変換器２０の前段に第１図中点線で示すデジ
タルフィルタ１９を介在させ、デジタル信号の段階で上
記高調波成分を取り除くようにすれば、上記ローパスフ
ィルタ２１ｍ、２１ｂの特性を軽減することができる。 ここで、上記デジタルフィルタ１９（ζこでは非巡回形
のもの）の基本的構成を第３図に示し、その動作につい
て説明する。すなわち、前記デジタル復調処理回路１８
から出力されるデジタル信号ｘ（ｎ）（ｎはＮビット毎
の標本）が入力端子１９１に供給されると、このデジタ
ル信号ｘ　（ｎ）は、直列に接続される一個の一標本遅
延回ｕ　Ｚ　ｔ″″１．ｚ；１．・・・ｅ　Ｚｍ’によ
って一標本間隔（サンプリング周波数間隔）毎に遅延さ
れ、時間領域データｘ（ｎ）ｓ　Ｘ（ｎ−ｓ）　、ｘ　
（ｎ−ｔ）　ｅ　”Ｘ（ｎ−ｍ）に時分割されて出力さ
れる。この時間領域ｆ”　−／　ｘ（尋・”　（ｎ　−
ｓ）　、　ｘ（ｎ−ｔ）　、　・−・。 ”（ｎ−ｍ）　　はそれぞれ乗算器鳳。、ａ□　、ａ、
。 ・・・、ａｍに供給され、該乗算器”ｌｌ＃”ｌ＃”！
、・・・”ｍによって係数レジスタに、、に、。 Ｋ、、−、Ｋｎｌから出力されるＭピッ）Ｏ係数データ
に、、に、、に、、・・・、ｋｆｆ、とそれぞれ乗算さ
れた後、加算器１９２に供給されてデジタル信号Ｙ　（
ｎ）に変換され、出力端子１９３から前記ｎ　／　Ａ変
換器２０に出力されるようになる。 つまり、このデジタルフィルタ１９は、上記係数レジス
タに、〜Ｋｒｎに記憶される係数データに、〜ｋｍ列を
、前記高調波を取り除く所望のフィルタ特性のインパル
ス応答に応じて収定し、−標本間隔毎に前記時間領域デ
ータ”　（ｎ）〜”（ｆｉ−ｍ）　　列と上記係数デー
タに０〜ｋｍ列との累積加算、すなわちたたみ込み操作
を行なうようにしている。 ここで、上記係数データに０〜ｋｍ列は以下のように設
定されるものである。すなわち、上記のような方式のデ
ジタルフィルタ１９は、所望のフィルタの周波数特性（
必要に応じて位相特性）を逆フーリエ変換するととによ
り、インｐ８応答を求め、該イン・・ル一応答の各所定
時点の値をフィルタの各係数データとするものである。 まず１例として理想フィルタを考える。この理想フィル
タとは、周波数ωまでは振幅特性が１で、それ以上では
完全にＯである理想的なロー、−ｆスフイルタである。 ζＯときのインパルスレスデンスは、 であることが知られている。これは、第３図に示すよう
に１＝０のときレスポンスが１で正弦波状に振動し、そ
の振幅はｔ−ｏｔ−中心にして指数関数的に減少するも
のである。 とれは逆に考えてみるとフィルタにインパルスを加えた
とき、第４図（Ａ）に示したような応答をすれば理想的
なフィルタが得られることになるが、現実にはｔ＝０．
すなわちインパルスが印加される以前に応答しなければ
ならないため、実現不可能なものである。 そζで、上記フィルタに対して、（１）式でｔ＝０より
離れた時点の値は

〔０〕とし、しかも時間軸を時間（噂
だけ移動させた第４図（Ｂ）に示すようなインパルス応
答を考えると、インパルスを加えてからのフィルタの応
答は理想フィルタより遅れるが、波形はｔ９．、ぼ同じ
であるため、理想に近い特性が得られるようになる。 すなわち、前記係数データに、％ｋｍ列は、上記インパ
ルス応答を所定のフィルタサンプル周期で標本化し、１
＝０付近の時点の標本値を係数データに・として以下順
次あてはめて設定し、たものである。 尚、上記フィルタサンプル周期は、実際上前記サンプリ
ング周波数間隔の２倍〜４倍−選ばれている。そして、
第３図の）に示すような特性は可能ではあるが、実際に
はフィルタの段数が極端に多くなってしまうので、現実
には上記インパルス応答に窓関数というものを乗じて処
理することにより、実現しやすい型を得ている。 一般には１００段程度である。 つまり、デジタルフィルタ１ｇは、上記のようにして設
定された係数データに６〜ｋｍ列と前記時間領域データ
”　（、）〜”（ｎ−ｍ）列とたたみ込み操作を行なう
ことにより、前記高調波を取り除くことができるもので
ある。したがって、前記ローパスフィルタ’　１　ｍ　
ａ　Ｊ　１　ｂは、上記デジタルフィルタＩＩＩＫよっ
て簡易な構成のもので済むようになり、デジタル記録再
生装置全体としても経済的に有利なものとなっている。 ところで、上記デジタルフィルタ１９を利用して、前記
ディエンファシス特性についても上述した高調波除去と
同時に行なえるようにし。 且つデジタル信号の段階でデイエンファス特性のオン・
オフ制御するようにすれば、アナログ再生系が簡易化さ
れると共に、前記リレースイッチのような高価な機械的
部品を有するディエンファシス回路２２ｍ、２２ｂもな
くすことができるようになり、経済的に有利なものとな
る。 このようにデジタルフィルタを必要に応じて異なるフィ
ルタ特性を選択的に切換えて与えられるようにすること
が強く望まれている。 〔発明の目的〕 この発明は、上記のような事情を考慮してなされたもの
で、再生オーディオ信号に異なるフィルタ特性を選択的
に切換えて与えることができ、デジタル記録再生装置に
好適する極めて良好なデジタルフィルタを提供すること
を目的とする。 〔発明Ｏ概要〕 すなわち、この発明によるデジタルフィルタ夕は、アナ
ログ信号をデジタル符号化したデジタル信号を入力し該
デジタル信号を一標本間隔で時分割して時間領域データ
列を生成する手段と、前記時間領域データ列と前記アナ
ログ信号の再生信号に与えるフィルタ特性のインパルス
応答に対応した係数データ列とを累積加算する累積加算
手段とを有するデジタルフィルタにおいて、記憶する記
憶手段と、この記憶手段に記憶される複数列の係数デー
タ列を外部指令信号に基づいて選択的に前記累積加算手
段へ導びく切換手段とを具備してなることを特徴とする
ものである。 〔発明の実施例〕 以下、第５図乃至第８凶を参照してこの発明の一実施例
を詳細に説明する。但し、第５図及び第６図において第
１図及び第３図と同一部分には同一符号を付して示し、
ζζでは異なる部分についてのみ述べる。 第５図はこの発明によるデジタルフィルタｚ４を用いた
デジタル記録再生装置の再生部を示したものである。す
なわち、デジタル復調処理回路１′８から出力されるデ
ジタル信号及び切換指令信号紘、共に後述するデジタル
フィルタ＃−２４に供給される。この−！Ｐ？）タルフ
ィルタ２４は、上記デジタル信号から前記高調波成分を
除去すると共に、上記切換指令信号に対応して上記デジ
タル信号に前記ディエンファシス特性を与えるようにな
っている。 このようなデジタルフィルタ２４から出力されるデジタ
ル信号は、前記Ｄ／人変換器２０に供給されて標本化信
号に変換された後、前記スイッチｓ４によって左右の信
号に分離されて前記ローパスフィルタ２１ｍ、２１ｂに
供給され、該ローパスフィルタ１１ｍ、２１ｂの出力信
号が再生オーディオ信号Ｌ／、　Ｒ／として出力端子：
２１ａ、ＪＩＩｂより出力されるようになされている。 このようなデジタル記録再生装置に用いられるデジタル
フィルタ２４は、第６図に示すようになっている。すな
わち、２４１は第１の入力端子で、この第１の入力端子
２４１には前記デジタル信号も）が供給される。このデ
ジタル信号”（ｎ）は、従来のデジタルフィルタ１９と
同様に、−標本遅延回路Ｚ、−％−Ｚｍによって時間領
域データ”（、）〜”（ｎ−ｍ）に時分割されて、乗算
器ａ　６　”＝　ａ　ｍの一方の入力端に供給される。 この乗算器”０−”ｍの他方の入力端には、それぞれ切
換スイッチＳ１゜〜８１ｍが接続されており、該切換ス
イッチＳ１゜〜Ｓ１ｍによって、第１の係数レジスタに
０〜Ｋｍ及び第２の係数レジスタＬＯ’＝Ｌｍが選択的
に切換接続されるようになっている。この第１の係数レ
ジスタに０〜ら。 第２の係数レジスタＬ６−’−Ｌｍには、それぞれ後述
する第１の係数データに０〜ｋｍｓ第２の係数データ！
。〜１ｍが記憶されている。 ここで、上記切換スイッチＳ、。〜Ｓ１ｍは、それぞれ
の制御入力端に、第２の入力端子２４才′を介して前記
デジタル復調処理回路１８から出力される前記切換指令
信号が供給されており、該切換指令信号に対応して切換
制御されるようになっている。 この切換スイッチ８１０〜Ｓｉｍによって選択接続され
た前記第１の係数レジスタに、〜Ｋｒｎ或いは第２の係
数レジスタＬ０〜Ｌｍから出力される前記第１の係数ｒ
−タｋ　（１””　ｋｍ或いは第２の係数データ！。〜
ｊｆｆｌは、それぞれ前記乗算器１０〜麿□に供給され
、前記時間領域データ”（、）〜ｘ（ｎ−ｍ）と乗算さ
れる。この乗算結果のデータは、共に加算器２４３に供
給されて加算され、デジタル信号Ｙ　（、）として出力
端子２４４から前記Ｄ／Ａ変換器２０に出力されるよう
になされている。 以上のような構成において、以下その動作について説明
する。すなわち、前記第１の係数レジスタに０〜Ｋｍに
は、従来のデジタルフィルタ１９と同様に、前記高調波
成分を除去するフィルタ特性のインパルス応答に基づい
て設定される係数データに、〜ｋｍを記憶させる。ｔた
、前記第２の係数レジスタＬ０〜Ｌｍには、上記高調波
成分を除去すると同時に、前記プリエンファシス特性に
よって増強された高域周波数成分を元に戻すディエンフ
ァシス特性を与えるような複合フィルタ特性のインパル
ス応答に基づいて設定される係数データ！。〜１ｍを記
憶させる。 つまり、上記ディエンファシス特性は第７図に示すよう
になっており、一般にその伝達関数Ｇ（１）は・ であたえられる、こむでＴＩ　、ＴＩは位相遅れの時間
で、それぞれＴ、＝５０（μｍ　）　、　Ｔ＠＝　１！
Ｓ　（μＳ〕とするのが一般的である。上記伝達関数Ｇ
（、）を逆７−リエ変換し、ｙｓイエン７アシス特性の
インパルス応答ｇ（ｔ）を求めると、（２）式より。 但し　δ（ｔ）：デジタル関数 となる。 とこで、第２図に示した前記高調波成分を除去するフィ
ルタ特性の周波数特性をＰＯω）、インパルス応答を／
（１）とすると、上記高調波成分を除去するフィルタ特
性と上記ディエンファシス特性とを複合した複合フィル
タ特性の周波数特性Ｐ（ｊω）は、 Ｐ　（ｊ　６）＞　”Ｇ　（ｊω）−Ｆ（ｊω）　　曲
・間（４）となる。とのような複合フィルタ特性のイン
／４ルス応答Ｐ　（ｔ）は。 のようにコンボリューション形式となる。そして、上記
インパルス応答ｆ　（ｔ）は、前述した（１）式を時間
Ｔだけずらしたものであるから、と表わせる。そこで、
（３）　、　（６）式を（５）式に代入して、上記複合
フィルタ特性のインパルス応答ｐ（ｔ）を計算すると、 （但し　Ｔ、＝１５０（μｍ）、Ｔ１＝１５Ｃμｍ〕）
として表わせる。そして、（７）式の第１項は（６）式
と同じであり、また第２項は数値計算により求めること
ができる。すなわち、前記第２の係数データ１ｍ〜ｌ！
□は、上記複合フィルタ特性のイン、４ルス応答Ｐ（１
）から前述したようにして設定している。 つまり、上記のように設定されたデジタルフィルタ２４
は、前記デジタル復調処理回路１８から供給される切換
指令信号にディエンファシス命令含有していないと急、
切換スイッチＳ、。 〜Ｓ１ｍがそれぞれ第１の係数レジスタに０〜Ｋｍに接
続され、これによって第１の係数データｋ。 〜ｋｒｎが前記乗算器ａ、〜”ｍに供給されるようにな
る。このときのフィルタ特性は、第８図中実線で示すよ
うに、所定のカットオフ周波数まで平坦で、それ以上の
周波数を急峻に遮断する特性である。このため、前記乗
算器層ｅ〜諷。 及び加算器２４３によって、前記時間領域データ”　（
、）〜”（ｎ−ｍ）列と上記第１の係数データ１０〜ノ
　列とを累積加算することにより、前記高調波成分を除
去したデジタル信号”　（ｎ）を出力することができる
。 また、前記切換指令信号にディエンファシス命令を有し
ているとき、切換スイッチＳ、。〜Ｓ１ｍがそれぞれ第
２の係数レジスタＬ０〜Ｌｍに接続され、これＫよって
第２の係数データ１０〜１ｍに供給されるようになる。 このときのフィルタ特性（前記複合フィルタ特性）は、
第８図中点線で示すように、高域周波数成分が第７図に
示したようにディエンファシス特性を有していると共に
、前記カットオフ周波数以上を急峻に遮断する特性とな
っている。このため、前記乗算器８６〜２Ｉｒｎ及び加
算器２４３によって、プリエンファシス特性を加えられ
ているデジタル信号”　ｔ、）の時間領域データ”　（
ｎ）〜ｘ（−−ｍ）列と上記第２の係数データ！。〜！
。列とを累積加算することにより、前記高調波成分を除
去し且つディエンファシス特性を与えて周波数特性が所
定の周波数まで平坦なデジタル信号Ｙ　（ｎ）を出力す
ることができるようになる。これにより、再生オーディ
オ信号Ｌ’＠Ｒ’に異なるフィルタ特性を自動的に選択
して与えることができるものである。 したがって、上記デジタルフィルタ２４を用いてデジタ
ル記録再生装置を構成すれば、従来リレースイッチ等の
高価な機械的部品を必要とするアナログ再生系のディエ
ンファシス回路を設ける必要がなくなり、を九デジタル
信号である切換指命信号がアナログ再生系に入り込まな
いので、アナログ系とデジタル系との結合がなくなって
回路全体も簡易化され、これにより８７Ｎ比も向上する
ようになる。さらに、上記デジタルフィルタ２４は、モ
ノリシック構成の集積回路化ができるので、全体として
大変経済的に有利なものとなる。 尚、上記実施例では非巡回型のデジタルフィルタについ
て説明したが、巡回型のものでも同様に実施可能である
。ｔた、上記実施例におけるｙ″ゾタル記録再生装置は
、第９図に示すように複数個（この場合は２個）のデジ
タルフィルタｚｓ、ｓｅｔを用いても同様の効果を得る
ことができる。すなわち、第１のデジタルフィルタ２５
には、ディエンファシス特性を与える係数データ列を記
憶させ、また第２のデジタルフィル／２６には高周波成
分を除去する低域フィルタ特性の係数デーΔ記憶させて
おき、前記デジタル復調処理回路１８から出力される切
換指令信号によって切換スイッチＳ！。を切換制御する
ようにすれば、デジタル信号に必要に応じてディエンフ
ァシス特性を与えることができるものである。こＯ゛よ
うに複数のデジタルフィルタを選択的に接続して異なる
フィルタ特性を与えることは、上記実施例のように異な
る係数データを選択的に切換えて供給することと等価な
−ものである。その外、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変形しても同様に実施可能であるととはいうまでもな
い。 〔発明の効果〕 ゛以上のようにこの発明によれば、再生オーディオ信号
に異なるフィルタ特性を選択的に切換えて与えることが
でき、デジタル記録再生装置に好適する極めて良好なデ
ジタルフィルりを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のデジタル記録再生装置を示すブロック構
成図、第２図上記デジタル記録再生装置のディエンファ
シス回路を示すブロック構成図、第３図は従来のデジタ
ルフィルタを示すブロック構成図、第４図は上記デシタ
ルフィルタの係数データの設定方法を説明するための特
性図、第５図はこの発明に係るデジタルフィルタの一実
施例を示すものでデジタル記録再生装置に適用した状態
を示すブロック構成図、第６図は同実施例の要部を示す
ブロック構成図、第７図及び第８図はそれぞれ同実施例
におけるデジタルフィルタの特性を説明するだめの特性
図、第９図はこの発明に係る他の実施例を示すブロック
構成図である。 １２ｍ、１２ｂ・・・プリエンファシス回路、１３ｍ、
１３ｂ、２１ｍ、２１ｂ・・・ローパスフィルタ、１４
ｍ、１４ｂ・・・サンプル、ホールド回路、１５・・・
Ａ／Ｄ変換器、１６・・・デジタル処理回路、１７・・
・記録媒体、１８・・・デジタル復調処理回路、１９．
２！４〜２６・・・デジタルフィルタ、Ｊ）−Ｄ／Ａ変
換器、２２ｍ、２２ｂ・・・ディエンファシス回路％　
ｚｌ〜ｚｎ１・・・−標本遅延回路、１゜〜”ｍ・・・
乗算器、Ｋ０〜Ｋｍ、Ｌ０〜Ｌｍ・・・係数レジスタ、
１９２，２４３・・・加算器、Ｓ、。〜ｓ　ｔ　ｍ　＝
”切換スイッチ、”（ｎ）　〜”　（ｎ−−）・・・時
間領域データ、ｋ６−ｋｍａ　１６〜Ｉ１ｍ・・・係数
データ、Ｌ、Ｒ・・・オーディオ信号　Ｉ、／　、　Ｒ
／・・・再生オーディオ信号。 出願人代理人　弁理士　鈴　江　武　彦第２図 第３図 ９３

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. アナログ信号をデジタル符号化したデジタル信号を入力
   し該デジタル信号を一標本間隔で時分割して時間領域デ
   ータ列を生成する手段と、前記時間領域データ列と前記
   アナログ信号の再生信号に与えるフィルタ特性のインノ
   ４ルス応答に対応した係数データ列とを累積加算する累
   積加算手段とを有するデジタルフィルタにおいて、と、
   この記憶手段に記憶される複数列の係数データ列を外部
   指令信号に基づいて選択的に前記累積加算手段へ導びく
   切懐手攻とｔ−具備してなることを特徴とするデジタル
   フィルタ。