JPS59204425A - 無効電力補償装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明はアーク炉等のような急峻な無効電力変動負荷に
対して応答性の優れた無効電力検出器を備える無効電力
補償装置に係わる。

（背景技術） 第１図に変動負荷と無効電力補償装置の接続された系統
をスケルトンで示す。

図において１は電力系統を示し、５は設置母線Ｂに接続
されたアーク炉用変圧器、６はアーク炉を示す。このア
ーク炉５のように不規則、かつ急峻に無効電力変動する
負荷が接続されている電力系統では、これによる電圧変
動抑制のため無効電力補償装置を設置する。

無効電力補償装置は例えば以下説明する各部より構成さ
れる。

２は直列リアクトルであり、３は逆並列接続されたサイ
リススイッチであり、４は交流パワーフィルタであり、
直列リアクトル２と逆並列接続サイリスクスイッチ３は
直列に接続され、この曲列回路と交流パワーフィルタ４
とが並列に設置母線Ｂに接続される。

７はＱ（無効電力）検出器であり、変動負荷回路に結合
されたＣＴおよび設置母線に結合されたＰＴより変動負
荷電流入力ｉ１−および設置母線電圧入力■を受け、Ｑ
を演算する。

８は前記Ｑ検出器７の出力を受けるパルス発生器であり
、９は前記パルス発生器の出力Ｐを受けるパルス増幅器
であり、パルス増幅器９の出力はサイリスクスイッチ３
の点弧極に入力し、直列リアクトル２の通電電流を制御
し、例えばアーク炉６のような無効電力変動の速い、負
荷に対応して系統電圧の変動を抑制する。

ところで、アーク炉のように速い変動成分を有する負荷
に対応させるだめには、Ｑ検出器７は高い速射度を必要
とするが、速射度を高めるほど、Ｑ検出器７に対する入
力ｖ、ｉＬの波形歪の悪影響が大となり、検出値誤差が
大となる欠点がある。

（発明の開示） 本発明は」二連の点に鑑み、応答は速いが誤差の大きい
Ｑ検出器（Ｑ、）と応答は遅いが誤差の小さい真のＱ検
出器（Ｑ８）との２つの出力信号より、誤差の小さく、
かつ応答の速いＱ検出用カを得るＱ検出器を備えだ無効
電力補償装置を提供するものである。

従って本発明は前記第１図のＱ検出器７に改善したもの
を用いることにあり、以下第２図ＡＢに示す本発明のＱ
検出器の構成について説明する。

第２図Ａにおいて７０は従来とも使用されている応答は
速いが誤差の大きい速射Ｑ検出器であり、分圧された設
置母線電圧入力Ｖと変流された変動負荷電流入力ｉＬよ
り速射無効電力値ＱＦを求める検出器である。

７１は９０°遅相回路であり、７２け乗算器、７３け論
理回路、７４け積分器、７５けサンプルホールド回路で
ある。論理回路７３け積分器７４、サンプルボールド回
路７５を制御する。

９０°遅相回路７エないしサンプルホールド回１ｉ３７
５は図示のように接続され、遅れを伴うが過去半サイク
ルの値として真値に近い値を検出可能なＱ８検出器を構
成する。

速射Ｑｐ検出器７０の出力値Ｑｐとサンプルホールド回
路７５の出力値Ｑ８およびパルス発生器　８（第１図）
の出力Ｐの３つの信号が信号合成器７６に入力し、最終
的に誤差の少ない制御のための最終修正値ＱＬを得る。

第２図Ｂは第２図Ａの信号合成器７６の内部構成を示す
ものであり、７６０，７６１，７６３，７６４はそれぞ
れサンプルホールド回路テあり、７６２は半サイクル遅
延器、７６５は−サイクル遅延器である。

サンプルホールド回路７６０は信号Ｐ入力時の出力値Ｑ
Ｆをサンプルホールドして、出力値ＱＦ′を出力する。

次にＱＦ′−Ｑｓ　により、過去半サイクルの真の無効
電力検出値Ｑ８とサイリスク点弧制御のための信りとな
った無効電力検出器ＱＦ′の誤差を求める。この値Ｑｐ
’　　ＱｓをＱｐから引き、第１の修正値Ｑ１．１を得
る。もしＱｐが−サイクルの間同じ誤差を生ずるならば
、半サイクル遅れて、完全に誤差は打ち消されることに
なる。つついて前記第１修正値ＱＬＩを基準に同様の操
作を繰り返５− し、図の回路より最終的に誤差の少ない修正値ＱＬが得
られるが、これらの点および技術的意義等について以下
説明する。

第３図に設置母線電圧入力Ｖと変動負荷電流入力ｉＬの
位相関係を示す。

入力ｖ、　ｉＬを図のように、 ｖ　＝　Ｖ　ｃｏｓ　ωｔ　　　　　　　　（１）ｉＬ
−ＩＬＣＯ６（ωｔ−Φ）（２） とする。

第２図ＡにおいてＶを９０°遅相回路７１を通せば、 Ｖｏ＝　Ｖ　ｓｉｎ　ωｔ　　　　　　　　　（３）と
なり、乗算器７２において、次の無効電力値−が得られ
る。

ｑ　＝　Ｖ　Ｉ　ｓｉｎ　ωｔ　ｃｏｓ（ωｔ−φ）こ
のｑを入力とし、積分器７４でωｔ＝−π〜０　までｑ
を積分し、サンプルホールド回路７５でサンプルし、ホ
ールドしたものが過去半サイクルの真６一 値に近い無効電力検出値Ｑｓであるが、積分により（４
）式の右辺第１項が零となり、第２項のみ残る。

つ捷りＱ８はＶＩｓｉｎΦに比例している。

このような操作を生サイクル毎に繰返し、半サイクル毎
にＱ８を求めて行く。

次に信号合成器７６０機能、技術的意味等について述へ
る。

すでに説明しだが、ＱＳは６ｉｔ＝−π〜０の区間での
真値吉いえるが、当該制御サイクル（ω１＝０〜＋π）
では真値ということはできない。

そこで本発明は応答は速いが誤差の大きい無効電圧検出
値ＱＦと応答は遅いが誤差の小さい過去の真の無効電力
検出値Ｑｓより極めて誤差のすくない無効電力修正値Ｑ
、を求めるように、捷ずＱＦを事前に導出の理論的に不
可能な真値Ｑｐｓと検出誤差△ＱＥ：とに分けて考える
。

ＱＦ＝ＱＦｓ＋△Ｑ　、　　　　　（５）第２図Ｂのサ
ンプルホールド回路７６０の出力ＱＦ’はサイリスクス
イッチの前点弧パルス送出時の第２図Ａの検出器７０に
よる無効電力検出値を示すものであり、この検出値Ｑ　
、Ｊと実際に終っだωを一一π〜０　の間を積分した無
効電力検出値Ｑ８とから減算により、前半サイクルにお
ける制御誤差△Ｑ５が求捷るのである。

この値を△ｏｇｔ　　とおくと、当該制御ザイクルにお
ける無効電力値の第１修正値Ｑ、、は次式で表わされる
。

Ｑｌ−１＝　ＱＦＳ＋△Ｑε−△Ｑε１（６）すなわち
、最初（５）式にみる△Ｑ５であったものが、△Ｑ６−
ΔＱ５、（△Ｑｅ□は△Ｑ５の半サイクル前の値）とな
ったことがわかる。

ここで　△Ｑ５１１−△Ｑ６−△Ｑ５□　　　　　（７
）とおけば　　Ｑｌ、１＝ＱＦｓ＋ΔＱ５□１（８）と
なる。

サンプルホールド回路７６１では、同７６０と同時点、
つまり半サイクル前のＱＬｌの値であるＱｌ、１′を保
持し、出力している。この出力ＱＬＩ’とこの出力の同
時期における検出値Ｑ８から半サイクル前の△Ｑ５□１
を求め、さらに半サイクル遅延器７６２により、当該制
御サイクルより実質１サイクル前の値△Ｑ６□１を求め
る。

これより第２修正無効電力値ＱＬ２は、Ｑ、−２＝　Ｑ
、、１＋△Ｑ６□１ −ＱＦＳ十△ＱＥｒ１→−△Ｑ　ｅ　２　＋　　　　　
　（９）すなわち、△Ｑε】１の誤差分が△Ｑε１１＋
△Ｑε２１にな−）たことかわかる。

ここで、△Ｑ６□２−△Ｑｇ、□＋△Ｑ６２１とおき、
ＯＦの誤差分△Ｑ５とＱｌ、２の誤差分△Ｑ、２□との
１塾Ｈ糸を捷とめる。

（ｔ）　　Ｑ＋、１の誤差分△Ｑ８０とＱ、の誤差分△
Ｑεの関係（７）式により△Ｑ６１１−△Ｑ５−△Ｑ６
□であり、△ＱＥ：と△Ｑ６□とは時間的に半サイクル
の差がある。

そこで、△ＱＥ＝　Ａ　Ｓ！１ωｎｔ　　　　　　（１
０）とおくと、 （０）：商用角周波数） となる。

９− １△Ｑε１１　＝Ａ（Ｓｌｎωｎｔ−５ｉｎ（ωｎｔ−
Φｎ））＝２Ａ　ｓｉｎ　′！。。ｓ（ａ＋ｎｔ　−’
　）　　（１２）２ すなわち、信号ＱＦから信号Ｑ　Ｌｌになることにより
、含有されている誤差信りの振幅が（２ｓｉｎΦ。

百）倍になったといえる。

（２）　　Ｑｌ２の誤差分△Ｑ５□２とＱ７，１の誤差
分△Ｑ５゜１の関係 △Ｑ　ｇ　２゜−△Ｑｇｌｌ＋△Ｑｔ２□　　　　　　
（１３）△Ｑ　ｃ　１□と八〇ｇ□１とは時間的に１サ
イクルの差がある。

ここで、△Ｑｔｓ□＝　Ａｓ１ｎωｎｔ（１４）とおく
と、Φｎ１ 含有されている誤差振幅は（２ＣＯ３２）倍と々る。

（３）　　Ｑｌ２の誤差分△Ｑ６２□とＱｐの誤差分△
Ｑ５の関係、（１２）式、　　（１６）式より、△Ｑ６
が振巾Ａ。

１０− 角周波数ωｎで変動する場合、△Ｑ５□２は同角周波数
で、振１］が となることがわかる。

を計算した結果を第４図に示す。

Ｋは、Ｑｌに含有する誤差△ＱＥに対するＱｌ、の誤差
△Ｑ５□２の比率を示している。

無効電力第２修正値ＱＬ２を更に第３修正値Ｑｂ３、最
終修正値Ｑ、にする過程を説明する。

この場合、Ｑｌ２からＱｌ、３にするのは、ＱｐをＱｌ
、１にする方法と同じであり、サンプルホールド回Ｍ７
６３に、ｌ：！ｌ）半！’　イタ／ｌ／前（７）Ｑｌ、
２値であるＱｌ−２’が保持され、出力され、その期間
の真値Ｑ８をＱｌ、２Ｉより引き、かつ（ＱＬ２’　　
ＱＳ）をＱｌ、２より引くことにより求められる。

この第３修正値Ｑ１，３より最終修正無効電力値ＱＬを
得るには、前記の半サイクル遅延器７６２のかわりに−
サイクル遅延器７６５を用いる。

この結果１サイクル遅延器７６５よりの出力は現制御サ
イクルに対し１．５サイクル前の制御区間の誤差を求め
ていることになり、これと第３修正値ＱＬ３とを加算し
て無効電力最終修正値Ｑ＋−を得る。

このときのＱｌ−２に含捷れる誤差分とＱｌ、、に含捷
れる誤差分の関係も第５図に示すように第４図と同様に
描くことができる。

以上により、ＱＦの誤差分とＱｌ−の誤差分の関係を求
めたのが第６図である。

第４図のグラフに示すように、ＱＩ−２の誤差分△Ｑｔ
２２の変動周波数ｆｎ（Ｈｚ）が２０〜３５Ｈ２程度に
ある誤差成分は、小さくすることができるが、フリッカ
−現象を生じる１０Ｈｚ近傍での誤差分はそれほど小さ
くならない。

まだ第５図のグラフに示すようなＱｌ−の誤差分の変動
周波数ｆｎ（Ｈｚ）が、１０Ｈｚ近傍より２５Ｈｚ程度
において小さくすることができるが、２５Ｈ２を越えた
場合は大きくなることを示している。

これらの関係よりＱｐの誤差分と。、の誤差分の関係を
示す第６図のグラフによれば、フリッカ−現象で問題と
なる１０Ｈｚ近傍より３０Ｈｚ程度の間の誤差を極めて
低く抑えることができる。

以上、要するに、本発明によれば二つの無効電力検出値
ＱＳ、ＱＦにより、誤差の小さい信り・ＱＬを得ること
ができるのであるが、この点について次のようにまとめ
ていうことができる。

まず検出値四から第２修正値Ｑ１．２になる過程では、
検出値四に含有する誤差成分のうち３０Ｈｚ成分の減衰
に主眼をおりている。３０Ｈｚ誤差成分の除去の手段と
して、半サイクル遅延器７６２によって、電源周波数６
０Ｈｚにおける１サイクル遅延した誤差成分を求め、修
正値。１．１と加算する。

６０Ｈｚにとっての１サイクルは、３０Ｈｚにとっての
半サイクルであり、遅延器７６２の出力と検出値＞　Ｑ
Ｆとを加算することにより、３０Ｈｚ誤差成分は除去さ
れるのであるが、これでは、３０Ｈｚ以下でかえって誤
差を拡大してしまう。従って、３０Ｈ２誤差成分を除去
する前に、サンプルホールド回路＝１３− ７６０によって数Ｈｚ程度の誤差除去し、第１修正値Ｑ
　ｌ−］を得、その上で３０Ｈｚを除去するのである。

第２修正侑ＱＩ−２から最終修正値Ｑ１−になる過程で
は、」二記と同様の考え方で、第２修正値Ｑ　Ｉ−２に
含有する２０Ｈｚ成分の減衰に主眼をおいている。

２０　Ｈｚ成分にとっての半サイクルは、６０Ｈｚ成分
にとっては１．５サイクルであり、１サイクル遅延器７
６５によって上記と同様の理論で除去するのである。

尚、以上は、すべて、電源周波数６０Ｈｚ地区用で説明
したが、５０Ｈｚ地区用にも同様に応用可能であること
はいう捷でもない。

第６図はこのように、第４図、第５図の誤差分を１とめ
た誤差分であり、結果的にＱＦに対するＱＬの誤差分は
第６図に示すようになるのである。

以上、説明したように、本発明によれば、電圧変動を抑
制し、電圧変動によるフリッカ−現象を防止することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が適用される無効電力補償装−１＋− １］゛”１”の−例を示す。 第２図Ａ１σｊ］本発明の実施例、特に使用される無効
電力検出器を示す。 第２図Ｂ〜］第２図Ａの信号合成器の内部構成を示す。 作 第３図は本発明の動体説明のだめの補助説明図である。 第４図、第５図、第６図は本発明装置の各部間における
誤差関係を示す図面である。 １　電力系統、２　直列リアクトル、３　サイリスクス
イッチ、４・・交流パワーフィルタ、５・・・アーク炉
用変圧器、６　アーク炉、７・Ｑ検出器８−パルス発生
器、９　パルス増幅器、７０　速射Ｑ検出器、７１・９
０’″遅相回路、７２　乗算器７３　論理回路、７４・
・・積分器、７５・サンプルホールド回路、７６　信り
″合成器、７６０，７６１゜７６３．７６４　　サンプ
ルホールド回路、７６２　・半ザイクル遅延器、７６５
　ｌザイクル遅延器。 １５− Ｗ１図 着２図Ａ 芳２閃Ｂ 着３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　応答は早いが誤差の大きい無効電力検出器に
   二よる検出値ＱＦと応答は遅いが誤差の小さい無効電力
   検出器による検出値Ｑ８の２つの出力信号から捷ず前記
   ＱＦの過去半サイクル前の制御区間における制御誤差を
   求め、前記Ｑ１と減算して第１修正値Ｑ、、を得、かつ
   前記ＱＬ、　　の過去１サイクル前の制御区間における
   第２修正値Ｑ１．２を得、前記Ｑｌ−２の過去半サイク
   ル前の制御区間における制御誤差を求めて前記Ｑ　Ｌ　
   ２と減算して第３修正値ＱＬ３を得、前記ＱＬ３の過去
   １，５サイクル前の制御区間における制御誤差を求めて
   前記Ｑ１，３　と加算し、得られる最終修正値を当該制
   御サイクルにおける無効電力検出量とすることを特徴と
   する無効電力補償装置。