JPS5853364B2 - 無効電力補償装置の制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電力系統に接続された変動負荷と並列に接続し
たサイリスタ制御無効電力補償装置の制御方式に関する
ものである。

アーク炉の様にその無効電力の変動が不規則でかつ、変
動周波数が速い場合、その様な無効電力変動を効果的に
補償するためには無効電力変動に対する補償装置の応答
をできるだけ速くする必要がある。

このために負荷の無効電力変動に対して遅れなく検出で
きる無効電力検出回路がこれまでいくつか提案されてい
る。

しかし、これらの検出回路はいづれも負荷電流の半サイ
クル通電期間のごく１部を検出して半サイクル全体の電
流波形を推測する方式であるため電流波形歪がある場合
には検出精度の低下はやむを得ないという問題がある。

又、一方、半サイクル前の無効電力を検出して次の半サ
イクル後の無効電力を制御するいわゆる半サイクル遅れ
制御の場合には半サイクル期間を用いてその半サイクル
間の無効電力を検出するため正確に半サイクル間の無効
電力を検出できるという長所があるが、検出に半サイク
ルの遅れを有するという欠点がある。

これら従来の方式について第１図〜第４図を用いて更に
詳述する。

第１図は一般に知られているサイリスク制御無効電力補
償装置の１例である。

第１図において１は進相コンデンサでアリ、その進相無
効電力はＱ。

である。２はリアクトルであり、リアクトルに流れる電
流は直列に接続されたサイリスタスイッチ３，４により
位相制御される。

リアクトル２に流れる電流ｉＲは、サイリスタの点弧位
相角を制御することにより０〜１００％の間に任意に変
化させ得る。

このリアクトル電流ｉＲは、電源電圧Ｖ（θ）に対し９
０°遅れの位相を有し、コンデンサ１の進相電流ｉｃと
相殺し合うため、リアクトル電流ｉＲを制御することに
より間接的にコンデンサ電流ｉ。

をｉ。＋ｉＨの形で制御していることになる。

第１図はこの様な制御方法により変動負荷５の遅相無効
電力ＱＬを補償する装置である。

上記の様にリアクトル電流ｉＲはサイリスタにより位相
制御されるが、この場合のりアクドル電流ｉＲの波形は
第２図に示される。

サイリスタの点弧位相角α１．α２・・・・・・・・・
α４はいづれも電源電圧Ｖ（θ）のピーク位相ｔ１．ｔ
２・・−・・・・・・ｔ４からの角度で示されている。

ここでのαはＯｏから９００の間で可変される。

サイリスクでリアクトル電流ｉＲを制御する場合、サイ
リスタが１度電流が流れ始めると電流がＯになるまで制
御不能であるという特性を有することから、第１図の様
な無効電力補償装置の無効電力の制御回数は半サイクル
に１回の割合となり、制御される区間は電源電圧Ｖ（の
のピークから次のピーク塩、即ちｔ１〜ｔ２．ｔ２〜ｔ
３．ｔ３〜ｔ４・・・・・・・・・の区間である。

この様に半サイクル毎に補償装置の無効電力を制御する
場合、従来の制御方式としては次の２通りの方法が用い
られている。

第１の方法は半サイクル前の無効電力を検出して次の半
サイクル期間の無効電力を制御する方法であり、いわゆ
る半サイクル遅れ検出方法である。

第３図に半サイクル遅れ検出方法の１例を示す。

第３図においてＶ（のは電源電圧、ｉＬ（θ）は負荷電
流を示す。

この場合の制御方法としては半サイクル前の無効電力、
例えば第３図のＯ〜πの区間の無効電力、の検出値を用
いて次の半サイクルの無効電力、例えば第３図のπ〜２
πの区間の無効電力、を制御することになる。

半サイクル期間の無効電力を検出する場合には次の演算
により検出される。

即ち、第３図のＶ（θ）を９０°遅らせた電圧ｖテθ）
とｉＬ（θ）からの演算を半サイクル期間行えば良い。

上式は全く無効電力の定義に従って計算した値であり、
θ−ｎπ、ｎ＝１．２．３・・・・・・・・・における
ｑ（ｎπ）””（ＩＢは半サイクル間の無効電力に比例
した値である。

この様な検出方法を用いると負荷電流ｉＬ（のの半サイ
クル平均を用いるため電流ｉＬ（θ）に歪がある様な場
合も十分な精度で検出することができるが、検出に半サ
イクルの遅れを有するので無効電力の値が半サイクル毎
に変化する様な場合は半サイクル遅れによる補償誤差が
大きくなるという欠点がある。

第２の方法は半サイクル期間の無効電力を遅れなしに検
出する方法であり、その１例が第４図に示される。

第４図においてＶ（θ）は電源電圧を示しｉＬ（θ）は
負荷電流を示す。

ｉＬ（θ）は有効電流成分１１と無効電流成分１２に分
解することができる。

１１ は電圧■（θ）と同位相で七のピーク値は電圧■
（θ）のピーク位相−におげるｉＬの瞬時値に等しい。

又１２は電圧Ｖ（θ）とは９０００位相差を持ち、その
大きさは電圧Ｖ（θ）の零点の位相πにおけるｉＬの瞬
時値に等しい。

このことを式で示すと次の様になる。

とすると ｉＬの無効電力を検出するにはＶ（θ）の変動がないと
みなしてｉＬの無効電流、即ちＩｐｓｔｎψが検出でき
れば良い。

このことは１２ のピーク値を検出できれば良いことを
示している。

１２ のピーク値はＶ （０）の零点で生じるが、サイ
リスタはそれよりも前の位相で点弧する必要があるため
１２のピーク値をＶ（θ）の零点より前の情報を用いて
推測する必要がある。

このため次の様な手段が用いられる。

ｉｌ はθ−一におけるｉＬの瞬時値■ｐｃｏｓψをピ
ーク値とするＶと同位相の正弦波ｓｉｎθで表わされる
からθ＝−以降の１１ はこれらを乗算することにより
作成することができる。

従って１２はｉ Ｌ −ｉ １から求められる。

前述の様に１２のピーク値はＶ（θ）の零点で初めて検
出できるものであるが、それより前の位相で次の様にし
て推測される。

であるから 即ちθ−−以降の各時点における１２の瞬時値とその時
点におけるｓｉｎ （θ−一）の比で求められる。

この様に求めたＩｐ ｓｉｎψによりサイリスタ点弧位
相角が決定されθ−一からαだげ遅れた位相でサイリス
クが点弧されリアクトル電流ｉＲが流れ始める。

この方法を用いると無効電流検出時の遅れは無い。

しかし、第４図から明らかな様に負荷電流ｉＬのθ−φ
からθ−−＋αの情報だげで残りの半サイクル期間のｉ
Ｌを推測していることになり、ｉＬが正弦波の時にはこ
の様な方法で正しく推測できるがアーク炉電流の様に歪
波形の場合には推測誤差が生じるのはやむを得なくなり
検出精度が低下するという問題がある。

本発明は以上の様な従来方式の欠点に鑑みなされたもの
で、上述した半サイクル遅れ検出方式による制御と瞬時
検出方式による制御を両方同時に行うことにより、これ
らの方式の長所を有効に活用して、応答速度が速くかつ
精度の高い制御方式を得ることを目的とするものである
。

第５図に本発明による無効電力の補償方法の原理を示す
。

第５図ａは負荷の無効電力変動ＱＬに対して上述の如き
瞬時検出方法を用いた場合の補償無効電力ＱＡの追随性
を示したものである。

瞬時検出の場合には検出に遅れはないのでＱＬの変動に
対し※てＱＡは遅れなく追随しているが、検出誤差があ
るためＱＬとＱＡは完全に一致していない。

ＱＬをＱＡで補償した場合の補償後の無効電力（ＱＬ
ＱＡ）を第５図すに示す。

（ＱＬ ＱＡ）は高い変動周波数領域までほぼ一様に
補償されることになるが検出誤差が太きいため、まだあ
る程度の変動分が補償されずに残っている。

そこで更に（Ｑ、ｔ、 ＱＡ）に対して半サイクル遅
れ検出を行うと、その場合の検出値は破線で示されたＱ
Ｂとなる。

（ＱＬ ＱＡ）に対し、ＱＢで更に補償すると補償後
の無効電力変動は第５図Ｃに示される様にＱＬに対して
非常に小さくすることができる。

この様に瞬時検出方式による補償と半サイクル遅れ検出
方式による補償の２重補償を行うことにより、これらの
どちらか一方だけ使用した場合に比べほぼ２倍の効果を
有することになり、従来の方式に対し卓抜した効果を生
じることになる。

上記の事を式を用いて表示すると次の様になる。

ＱＬの半サイクル毎の時系列をＱＬ（ｎ）とする。

又、瞬時検出方式による検出値の時系列をＱＡ（ｎ）と
する。

まず最初はＱｔ、（ｎ）をＱＡ（ｎ）で補償することに
なるので補償後の無効電力Ｑｔ（ｎ）は次式で示される
。

更にＱｌ（ｒｌ）は半サイクル遅れ補償が行なわれ、半
サイクル遅れ補償後の無効電力Ｑ２（ｎ）は次式で示さ
れる。

（１）式を用いて（２）式を書き直すと 従って（３）式よりＱＬ（ｎ）に対して （ＱＡ（ｎ）＋ＱＬ（ｎ １） ＱＡ（ｎ １）
）で補償すれば瞬時補償と半サイクル遅れ補償の２重補
償を行っていることになる。

ここでＱｔ、（ｎ １）は半サイクル前の負荷の無効
電力を示し、これは半サイクル遅れ検出回路により検出
された無効電力ＱＢ（ｎ）で表わされる。

このことから（３）式は次の様になる。

上記の内容を具体化した制御回路のブロック図が第６図
に示される。

第６図において、■（θ）は電源電圧であり、ｉＬ（の
は負荷電流を示す。

■（θ）とｉＬ（θ）は瞬時無効電力検出回路１０に入
り、無効電力の瞬時検出が行なわれる。

検出回路１０では、例えば上述した第４図に示される様
な方法で遅れなしに負荷の無効電力ＱＬ （ｎ）を検出
する。

その検出値をＱＡ（１１）とする。一方Ｖ（θ）とｉＬ
（θ）は半サイクル遅れ無効電力検出回路２０に入り、
半サイクル期間の無効電力検出が行なわれる。

検出回路２０では例えば上述した第３図に示される様な
方法で半サイクル遅れで負荷の無効電力ＱＬ（ｎ−１）
を検出する。

その検出値をＱＢ（ｎ）とする。

検出回路１０の検出値ＱＡはホールド回路３０へ入り半
サイクル期間ホールドされる。

このホールド回路３０では半サイクル前のＱＡをホール
ドしておく回路であり、その出力はＱＡ（ｎｌ）となる
。

これらのＱＡ（ｎ） 、ＱＡ（ｎ−１） 、ＱＢ（ｎ）
ハ演算器４０により演算され （ＱＡ（ｎ） ＱＡ （ｎ １ ） ＋ＱＢ（ｎ）
）となる。

演算後の信号はゲート位相回路５０に入り演算値に応じ
たサイリスタ点弧位相αが決定され、更にゲートパルス
発生回路６０によりαの位相でサイリスクにゲートパル
スが送られる。

以上述べた様にして、この発明によれば従来の瞬時検出
方式と半サイクル遅れ検出方式とを組合せて利用するこ
とにより、各々の欠点を補ない、応答速度が速く、かつ
精度の高い改良された無効電力補償制御方式を得ること
ができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明が適用される無効電力補償装置の主回
路構成図、第２図は無効電力補償装置のサイリスタ点弧
角と電流との関係を説明した図、第３図は従来の無効電
力の半サイクル遅れ検出による制御方式を説明する図、
第４図は従来の無効電力の瞬時検出による制御方式を説
明する図、第５図は本発明による制御方式の原理を説明
するための図、第６図は本発明の一実施例を示す制御ブ
ロック図である。 図中、１はコンデンサ、２はリアクトル、３゜４はサイ
リスク、５は変動負荷、１０は瞬時無効電力検出出回路
、２０は遅れ無効電力検出回路、３０はホールド回路、
４０は演算器、５０はゲート位相回路、６０はゲートパ
ルス発生回路、■（θ）は電源電圧、ｉＬ（θ）は負荷
電流、ＱＡ（ｎ）、ＱＢ（ｎ）は無効電力検出値である
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ コンデンサ並びにこのコンデンサと並列に接続され
   かつリアクトルおよび半導体制御素子の直列回路から成
   り、この並列回路と並列に接続された変動負荷の電気変
   動量を検出し、その検出値に応じて上記半導体制御素子
   が上記リアクトルの遅相電流従って上記コンデンサの進
   相電流を制御し、ひいては補償無効電力を制御する無効
   電力補償装置において、上記変動負荷の電気変動量を瞬
   時に検出する第１の電気変動量検出回路と、上記変動負
   荷の電気変動量を半サイクル遅れで検出しかつ上記第１
   の電気変動量検出回路より応答は遅いが検出精度は優っ
   ている第２の電気変動量検出回路とを備え、補償すべき
   変動負荷の電気変動量に対して、上記第１の電気変動量
   検出回路で検出した電気変動量に、上記第２の電気変動
   量検出回路の検出値とこの検出遅れ分だけ前の時点での
   上記第１の電気変動量検出回路の検出値との差を加えた
   値を用いて無効電力補償装置を制御することを特徴とす
   る無効電力補償装置の制御方式。