JPS5920205B2 - 入力信号のダイナミツクレンジを変更するための回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は信号のダイナミツクレンジを圧縮する信号圧縮
器、信号のダイナミツクレンジを伸長する信号伸長器、
および雑音低減方法に関し、そして下記の特許出願に係
る発明の改良に関する。

（１）特願昭４７−２４７８６（直列モード）（２）特
願昭４１−５２３６９（タイプ１）（３）特願昭４４−
１５３２（タイプ２）（４）特願昭４８−４８６１５（
タイプ３およびタイプ４）（５）特願昭４４−８７２９
４（Ｂタイプ）要約すると、タイプ１とタイプ２の装置
（特願昭４１−５２３６９および同４４−１５３２）は
、線形信号成分と制限された別の成分との結合によリダ
イナミツクレンジの圧縮または伸長特性をつくり出すも
のであり、これら信号成分は並列信号路により処理され
る。

直列モードの装置（特願昭４７−２４７８６）は、上記
の線形信号成分と制限された別の成分とが形成されて直
列回路で結合されるようになつたタイプ１とタイプ４の
装置に類似する回路を利用する。タイプ３とタイプ４の
装置においては、それら信号成分は同じく並列信号路で
処理されるが、上記の別の成分は制限されずにコンベヤ
ーと呼ばれる装置、すなわち与えられたしきい値より高
い信号を線形的に通すがそのしきい値より低いところで
は信号レベルが低下するにつれ減少するようになつた利
得を有する装置により処理される。最後のＢ−汐イプは
消費者の音響装置、特にテープレコーダに特に適したタ
イプ１の方式の一つの特殊な形である。上記の信号処理
装置の最も重要な動作上の特徴の一つは、何らかの手段
により主信号成分すなわち動的に変更を受けない信号成
分が入力から出力へとそのままの信号精度をもち歪みを
受けずに送られるということである。

雑音低減要求についてのダイナミツク変更は低レベルで
のみ生じ、そしてこれが雑音低減信号ブースト又はバツ
ク技術の使用を電圧、電流またはインピーダンス成分を
用いて可能とする。使用される特定の入力または出力構
成、線形成分伝送方法または信号成分結合技術は、二次
的な重要性しかもたない。このように、並列モードと直
列モードは単に同一の基本概念の代替形式を表わすにす
ぎない。発明の目的 本発明は前述した直列モードの概念の改良に関する。

更に、実験して明らかにしているものは、直列モードと
並列モードの内の種々の実施例との間の関係である。発
明の背景 前記した（１）の出願では複数のインピーダンス回路の
直列接続結合により入力信号のダイナミツクレンジを変
更するための装置の一つの形式が示されている。

この直列結合は、複数の低インピーダンス電圧源と複数
の高インピーダンス電流源とを含んでもよい指定された
インピーダンスを有する信号源へ接続され、そしてこの
信号源のそのインピーダンスはそれらインピーダンス回
路の直列結合の一部としてみなしてもよい。出力信号は
、それらインピーダンス回路の一以上にまたがり生じる
電圧であつてもよく、あるいはその出力信号は、抵抗器
あるいは他の固定インピーダンスに生じる電圧降下によ
り又は電圧変換器への電流によるごとくして、この結合
を通過する電流から取り出してもよい。一つの場合とし
て電流駆動がこの結合へ与えられかつ出力がその結合に
またがる電圧である場合、及び他の場合として電圧駆動
がこの結合へ与えられかつ出力がその結合を通過する電
流から取り出される場合、圧縮と伸長の真の相互性が得
られる。ダイナミツクレンジの変更は、これらインピー
ダンス回路の少くとも一つをこの結合における一以上の
信号に応じて可変とすることにより達成される。

もし圧縮器と、それに対して相補関係にある伸長器とが
雑音低減方式内で用いる場合は、信号で変調される雑音
影響を避けるのが重要である。これは、周波数スペクト
ルの種々の部分が可能な限り互いに独立して圧縮されあ
るいは伸長されるよう確保することにより達成される。
かくして、例えば最高音声周波数で得られる圧縮または
伸長の度合（すなわち雑音低減の度合）は、低周波およ
び中間周波の信号レベルにより受ける影響が可能な限り
小さくなるようにすべきである。これら原理に従つて動
作する圧縮器または伸長器は、指定された周波数帯域（
全帯域と呼べる）の一つの部分またいくつかの部分を形
成する周波数帯域の限定された部分へその変更された特
性を制限する周波数選択回路を使用する。

高レベル成分が一つの限定された帯域内の任意の周波数
において生じると、この回路はそれ自体を適合させてそ
の限定された帯域を上記任意の周波数を除外するように
狭めさせ、それによつてその上記任意の周波数において
通常特性を得る。この変更された特性はこの狭く限定さ
れた帯域内にも適用され、それにより圧縮器または伸長
器の作用、従つて雑音低減がこの狭く限定された帯域内
でも行われる。この限定された帯域は狭化作用を受けて
、圧縮、伸長そして雑音低減を低レベル信号成分のみが
存在する周波数に限定するため、これは狭帯域の原理と
呼ぶことも出来る。この方法により高程度の圧縮および
伸長が高レベル信号周波数から離れた周波数において維
持出来、その結果良好な雑音低減並びに信号で変調され
る雑音の影響の回避をもたらす。かくして、直列接続し
たインピーダンス回路に基づく圧縮器、伸長器および雑
音低減方式は、帯域制限または帯域を狭化する特性を与
えるインピーダンス回路を用いるべきである。

前記した（１）の直列モード技術では、そのような動作
を一般的に示しており、そしてその実際の例を簡単に例
示している。本発明はこの直列モードの概念をさらに発
展させるものである。従来技術 まず、本発明の構成を前記のタイプ１から４までの並列
モードの圧縮器、伸長器および雑音低減方式の構成と対
比する必要がある。

第１ａ図を参照するに、これはタイプ１の並列モード雑
音低減方式を示している。この構成では、制限用別路１
０は圧縮器（図の左側に示す）の場合には入力信号Ｖ，
から、そして伸長器（図の右側に示す）の場合には出力
信号Ｖ４から取り出される信号により駆動され、入力さ
れた信号のあるＬきい値より上の信号成分の利得を制限
するように作用する制限特性を有する。この別路１０に
より与えられる信号成分は、圧縮器の場合には結合回路
１１により、圧縮器の出力信号Ｖ２を形成するために主
路１２により与えられる主信号成分へ加えられ、その結
果ダィナミツクレンジが圧縮された信号が得られる。こ
の信号は伝送および受信の後あるいは記録及び再生の後
に伸長器入力信号３になるのであり、これは雑音により
汚染された２である。この雑音は、この伸長器の作用に
より、予め圧縮された情報信号と比べ相対的に低減され
る。伸長器では、別路１０の出力は結合回路１１の前の
インバータ１３で概略的に示されるように主信号成分３
から減算され、その結果ダイナミツクレンジが伸長され
た信号が得られる。同様に第１ｂ図のタイプ３の構成で
は、伝送用別路１４は圧縮器（図の左側に示す）の場合
には入力信号１からそして伸長器（図の右側に示す）の
場合には出力信号Ｖ４゛から取り出される入力信号を有
し、入力信号のあるしきい値より下の信号成分の利得を
制限するように作用する伝送特性を備えている。この別
路の成分は圧縮器においては主路の成分から減算されそ
して伸長器においては主路の成分へ加えられる。これが
、前述のように定められた伝送特性を上記別路がもつな
らば、Ｖ１に対するＶ２の圧縮とＶ３に対するＶ４の伸
長をもたらすことは理解できよう。これについての詳細
な説明は前記（４）の出願明細書を参照されたい。線形
回路１５を第１ａ図及び第１ｂ図のそれら主信号路に含
めてもよいが、一般にはそのような回路は単に増幅また
は減衰を与えるものである。しかしながら、線形回路１
５の本質的な特性は、それらが任意の周波数においてダ
イナミツクレンジの直線性を有するということである。
その周波数または位相の応答は線形である必要はなく、
例えば等化を行うため所定の特性としてよい。直列モー
ドについてタイプ１と３に対応する構成を第１ｃ図に示
す。尚、左側の回路は圧縮器であり、右側の回路は伸長
器である。入力信号Ｖ１はそれに比例する電流１１に変
換され、この電流がインピーダンス回路Ｚ１とＺ，の直
列結合回路を流れる。電圧一電流変換は小円１６で概略
的に表わされており、実際にはｉ１は高インピーダンス
信号源により与えられる。Ｚ，は固定インピーダンス回
路であり、Ｚ８は低レベル圧縮回路（例えば公称最高信
号レベルより２０ｄＢから４０ｄＢ下のしきい値に関し
て）に適した可変（すなわち非線形）特性をもつ周波数
選択インピーダンス回路である。圧縮器の出力は、電流
１１に応答してこの直列結合回路にまたがり発生する電
圧２である。電圧２は、伝送または記憶されそして再生
された後に伸長器の入力に比例電圧Ｖ３（雑音で汚染さ
れている）として生じる。電圧Ｖ３は、圧縮器における
と同様のインピーダンス結合回路にまたがつて与えられ
る。その結果、圧縮器におけるＩ，と同じまたはそれに
比例する電流１２が生じる。電流一電圧変換器がこの電
流１２を電圧Ｖ４に変換し、それが伸長器の出力電圧と
なる。このようにこの伸長器が圧縮器の入力電圧１に比
例する電圧Ｖ４を与える。この電流一電圧変換は小円１
７で概略的に示されており、実際には電圧Ｖ４はＺ，と
Ｚ２に直列となつた小抵抗から取り出される。インピー
ダンスＺｌ，Ｚ，の必須的特徴は、ｉ１またはＩ２が増
加するとＺ８の値が低下するようになつていることであ
る。

圧縮器では、このことは低レベルにおけるよりも高レベ
ルで小さくなるインピーダンスにまたがつて２を発生す
るから、Ｖ２のダイナミツクレンジを圧縮する。伸長器
では、同一の特徴により、低レベルにおけるよりも高レ
ベルで小さくなるインピーダンスを通して１２が駆動さ
れるため、４のダイナミツクレンジを伸長する。この作
用は、Ｚ１の存在は不可欠ではなく、可変インピーダン
スＺｓのみが後述するように絶対的に必要である。しか
しながら、タイプ１と３の並列モード装置と類似のもの
を引き出し、かつこれら並列モード装置の利点（すなわ
ちダイナミツクレンジに対して線形的に作用する回路に
より高レベル信号が処理されること）を得、そしてタイ
プ１の直列モード装置とタイプ３の直列モード装置とを
区別すること、を可能にすべき場合、Ｚ１とＺｓの両方
を設ける必要がある。

それ故Ｚ１とＺ８の両方がある場合を考えると、Ｚ，は
、並列モードの主路に対応しており、Ｖ１またはＶ３に
対してダイナミツクレンジの線形性をもつ２またはＩ２
の内の成分を夫々の場合に応じてつくり出す。

Ｚ１は純抵抗でよいが、線形回路１５との類似性により
、Ｚ１はダイナミツクレンジに対する線形性はそのまま
として非線形周波数または位相応答を導入するよりブ層
複雑なインピーダンスも可能である。Ｚ８は、別路に対
応しており可変抵抗でよいが、好適には圧縮器または伸
長器の作用が後述するように帯域狭化原理により行われ
るような合成インピーダンスである。タイプ１の直列モ
ード装置の場合には、インピーダンスＺ８の抵抗成分は
、前記の限定された帯域では正であり、その抵抗成分は
ｉ１またはＩ２が増大するとき増大して前記した説明に
従つて必要に応じてＺ１とＺ８の総合インピーダンスを
増加させる。タイプ３の直列モード装置の場合には、イ
ンピーダンスＺ８の抵抗成分は、この限定された帯域で
は負（しかしＺ１のそれより小）であり、その大きさは
ｉ１またはＩ２が増加するとき減少してＺ１とＺ８の総
合インピーダンスをやはり増加させる。タイプ２とタイ
プ４の装置を第２ａ図、第２ｂ図、第２ｃ図に示す。

第２ａ図では、並列モードの圧縮器（図の左側に示す）
はその出力から取り出される信号を入力とする制限用別
路１０を有する。それに相補的な伸長器（図の右側に示
す）はその入力から取り出される信号を入力とする制限
用別路を有する。第２ｂ図は、この別路が制限特性では
なく伝送特性を有する場合の対応するタイプ４を示す。
夫々の場合の主路と別路の成分の結合は第１ａ図、第１
ｂ図のそれらに対応するものと同じである。第２ｃ図の
直列モードの雑音低減方式は、圧縮器（図の左側に示す
）を有しており、この入力電圧Ｖ１はＺｓとＺ１のイン
ピーダンス回路結合に与えられて電流１，を発生する。

この電流１１は、並列モードの第２ａ図、第２ｂ図に従
う入力量Ｖ１に応答した出力量を表わす。この圧縮器の
出力信号は、回路電流１，に応答して出力信号Ｖ２を取
り出すことにより得られる。伝送または記録の後に、圧
縮器の信号Ｖ２は伸長器の入力信号Ｖ３として生じる。

第２ａ図、第２ｂ図に示されているように、タイプ２と
４の並列モードにおいて別路の入力信号は伸長器の入力
から取り出される。かくして伸長器の入力信号Ｖ３は比
例電流１２に変換され、この電流がＺ，とＺ８の両方を
流れる。出力信号Ｖ４はＺ１とＺ８の回路結合にまたが
つて生じる電圧降下である。雑音低減方式の出力Ｖ４は
かくして入力Ｖ１に比例する。第２ｃ図において、イン
ピーダンスＺｌ，Ｚ８はＶ１またはＶ３が増加すると増
加しなければならない。

従つて、低レベルにおけるよりより高レベルにおいて大
きいインピーダンスにＶ，は与えられるから、Ｖ２のダ
イナミツクレンジは圧縮され、そして低レベルにおける
より高レベルで大きいインピーダンスにまたがつて４が
生ずるから４のダイナミツクレンジは伸長される。タイ
プ２の直列モード装置では、インピーダンスのこの増加
は、インピーダンスＺｓの抵抗成分を負にしかつ１１ま
たはＩ２が増加するときこの負インピーダンスの大きさ
を減少させることにより達成される。タイプ４の直列モ
ード装置では、インピーダンスの増加は、インピーダン
スＺ８の抵抗成分を正にし、かつｉ１またはＩ２が増加
するときＺｓを増加させることにより達成される。すべ
ての場合について、固定インピーダンスＺ１は選択的な
ものである。

しかしながら雑音低減方式に用いるための圧縮器および
伸長器は、Ｚ，を備えていれば歪のない線形信号成分を
高信号レベル時において発生するのに最適である。イン
ピーダンスＺ８は、信号レベルが前記のしきい値より上
となるときダイナミツクレンジの変更が生じる周波数レ
ンジを限定するように構成された可変インピーダンス回
路である。Ｚｓにより与えられるインピーダンスは、比
較的単純でもよく、あるいは周波数とレベルとの関数と
して高度に複雑なものでもよい。任意の与えられた周波
数とレベルとにおいて、提供されるインピーダンスは抵
抗性またはリアクタンス性あるいはこれらの結合が可能
である。そのようなインピーダンスは固定素子と可変素
子の組合せにより与えられるのであり、それに用いられ
る技術は、周知の抵抗、コンデンサ、インダクタ、変圧
器を含む受動回路、または帰還増幅器、ミラー効果回路
、シャーレータ技術等のような能動回路等を有する多く
の種々のものである。唯一の回路制限は、結果として生
じるインピーダンスが２端子インピーダンスであるべき
ことであり、すなわち端子にまたがり与えられる電圧に
応じて電流を生じるかそこに流れる電流に応じて端子間
に電圧を発生する回路であるべきことである。勿論、こ
のインピーダンスをつくるに必要な回路は電源接続を含
むことができる。しかしながら、これら電源接続はつく
られるインピーダンスに干渉してはならない。このイン
ピーダンスは電源基準に対して完全に浮動であるか、あ
るいは電源基準にその一方の端子が接続してもよいが、
勿論これはそのインピーダンスの使用方法を制限する。
従来の装置の圧縮および伸長曲線 第３ａ図、第３ｂ図、第３ｃ図は周波数選択インピーダ
ンス回路がいかにして与えられた信号に影響を与えるか
をさらに明確にするものである。

第３ａ図はＺ，がなくＺ，のみがタイプ１またはタイプ
２の装置で用いられる可変インダクタンスの特性をもつ
簡単な周波数選択インピーダンスであり、入力電流に応
じて高周波で電圧ブーストを与える場合を示す。このグ
ラフは、このインピーダンス回路の低レベルのプローブ
トーン応答を表す。立上り線はインピーダンス回路の圧
縮特性を示す。この圧縮特性は、入力電流レベルが増大
するにつれ、可変インダクタンスの値が減少させられる
ため、高周波数側へシフトする。下降する線は圧縮特性
とは逆の伸長特性を示す。圧縮器または伸長器が雑音低
減方式に使用される場合には、線形成分をインピーダン
ス結合に与えるのが好ましい。

第３ｂ図はＺ１が抵抗でありＺ８が可変インダクタの簡
単な特性をもつ場合を示す。このグラフは、そのような
回路を用いる圧縮器と伸長器のプローブトーン応答を示
す。図示のように、圧縮及び伸長特性の低周波数側に平
坦な特性が生ずる。その理由は、ある周波数以下ではイ
ンダクタよりも抵抗の方が出力に大きく寄与するためで
ある。また、入力レベルが増大するにつれ、可変インダ
クタの値が減少させられるため、各特性は高周波数側に
シフトする。Ｌかしながら、圧縮中のブーストの量に制
限がない場合には、実際には媒体の高周波過負荷そして
または過圧縮比（与えられた高周波数でのＤＢｉｎ対Ｄ
ＢＯｕｔ）の問題が生じる。伸長では、高周波で急激に
下降する曲線は変更制限がない場合には雑音変調効果を
生じさせることになる。さらに記録または伝送チヤンネ
ルに利得、損失または変化した周波数応答特性があれば
、この雑音低減方式の総合周波数応答に変化が生ずる。
望ましい圧縮および伸長曲線 かくして、実際の雑音低減方式では変更の制限が与える
べきである。

第３ｃ図は、Ｚ１が抵抗でＺ，が後述するように第４図
一第７図におけるごとくＲＬで示す抵抗器により分流さ
れた可変インダクタンスの特性をもつ場合を示す。この
変更制限は抵抗器ＲＬで与えられる。第３ｃ図に示す一
般的タイプの圧縮および伸長曲線は雑音低減方式に用い
るに極めて適したものである。これらは感知しうるよう
な雑音変調効果および記録または伝送の欠陥の強調する
ことなく雑音低減を与える。以下の説明で述べる雑音低
減方式は第３ｃ図に示すタイプのものである。本発明の
実施例の一般説明 第４，５，６，７図は本発明に従つて構成される夫々タ
イプ１、タイプ２、タイプ３およびタイプ４の雑音低減
方式の実施例を示す。

すべての場合にこれら実施例は、オーデイオ、ビデオそ
の他の応用面で極めてしばしば問題となるスペクトルの
高周波部分を扱うものである。与えられるプローブトー
ン応答のタイプは第３ｃ図に示すごとくである。すべて
の実施例において１０ｄＢの高周波ブーストまたはバツ
ク作用が与えられる（１０ｄＢは電圧または電流につい
て３．１６倍を意味する）。かなり複雑な特性をもつ雑
音低減方式を与えることが出来、そして与えられた実施
例は単に種々の構成の関係を理解出来るように同一の方
法で一般原理を示すものであるにすぎないことが理解出
来るであろう。タイプ１及びタイプ２の実施例の説明 本出願人による圧縮器、伸長器および雑音低減方式のす
べてにおいて、制御信号は、好ましくはこの回路中の電
圧または電流が高信号レベルのとき小さい値に制限され
るような一点から取り出される。

それ故、第４図、第５図に示すタイプ１およびタイプ２
の直列モードの実施例では、制御電圧Ｖ８は可変インピ
ーダンス装置Ｌにまたがる電圧から取り出される。この
制御電圧は回路１８で整流され平滑化されてＡＣ信号電
圧に対応する変化するＤＣ電圧を発生する。このＤＣ制
御信号は、高レベル信号成分がダイナミツクレンジの変
更から除外されるように周波数選択インピーダンス回路
のパラメータを変える。〔タイプ１の実施例（第４図）
〕 第４図は図の左側に圧縮器をそして右側に伸長を示し、
夫々において線形信号成分が１ＫΩの抵抗器Ｚ，で与え
られ、可変すなわち非線形成分が２．１６ＫΩの抵抗器
ＲＬと可変インダクタＬとからなる周波数選択インピー
ダンス回路により与えられるごとくなつた。

タイプ１の場合を示す。インダクタＬは静止条件下でタ
ーンオーバ周波数（周波数応答の遷移部分を示す周波数
）を支配する制限インダクタンスをもつてもよい。この
可変インダクタＬの値即ちインダクタンスをある定まつ
た値に固定した場合、ある周波数即ち第３ｃ図の応答の
ターンオーバ周波数より低い周波数においては、Ｌのリ
アクタンスは小さくＬとＲＬの並列インピーダンスＺ８
はＺ１と比べ微小となり、このＺ１により平坦な特性が
得られる。一方、ターンオーバ周波数より高い周波数に
おいては、Ｌのリアクタンスは増大してその並列インピ
ーダンスＺ８はＲＬの値に次第に漸近してほぼ２．１６
ＫΩの一定値となり、その結果総合インピーダンスはＺ
１＋ＲＬに等しくなる。このことから、第３ｃ図に示す
ような２つの平坦な応答とこれらの間の応答遷移部分と
から成る周波数特性が得られる。圧縮器及び伸長器の夫
々には、制御回路１８が設けられており、この回路はイ
ンダクタＬにまたがる電圧８に応答して、入力信号レベ
ルが増大するにつれインダクタＬの値を減少させるよう
に作用する。以上のような構成により、圧縮器において
、低レベル入力信号のときは、インダクタＬは大きな値
に増大させられ、圧縮特性は第３ｃ図のターンオーバ周
波数が最も低い応答曲線に従う。

従つて、そのターンオーバ周波数より低い周波数におい
ては出力Ｖ２はＺ１のみの電圧降下に等しく応答は平坦
であり、ターンオーバ周波数よりも高い周波数において
は出力Ｖ２はＺ，＋ＲＬの電圧降下となり１０ｄＢブー
ストされる。入力信号レベルが高くなるにつれ、インダ
クタＬの値は減少させられるためターンオーバ周波数は
第３ｃ図に示すように高周波数側へシフトして、それに
よつてブーストされる帯域の下限周波数を高くする。結
局、圧縮器は、高周波で低レベルの入力信号をブースト
してダイナミツクレンジを圧縮する。上記圧縮器と相補
的な伸長器は、電源Ｖ３で駆動されて電流１２に応答し
て出力信号Ｖ４を発生するように示されている。

尚、伸長器の周波数選択インピーダンス回路は圧縮器の
それと同一または比例的条件のもとで動作する。伸長器
の応答が第３ｃ図に示すように圧縮器と相補的な特性と
なる理由は、直列結合インピーダンスＺｌ，ＲＬ，Ｌの
総合インピーダンスが増大するとき電流１２が減少して
それにより圧縮器とは逆に出力電圧Ｖ４が低下するから
である。言い換えれば、圧縮器においてブーストが生ず
るのと同様な条件のとき、伸長器は入力信号を１０ｄＢ
バツク即ちレベル減少させ、それによりダイナミツクレ
ンジを伸長する。しかし、入力信号レベルが増大してイ
ンダクタＬの値が減少されるにつれ伸長特性のターンオ
ーバ周波数が高周波数側へシフトすることは、圧縮特性
と同様である。従つて、圧縮器と伸長器とは相補的なも
のとなる。〔タイプ２の実施例（第５図）〕 第５図のタイプ２の雑音低減方式では、線形信号成分は
３．１６ＫΩの抵抗器Ｚ１で与えられそして可変成分は
−２．１６ＫΩの抵抗器ＲＬと可変インダクタＬとによ
り与えられる。

第４図の実施例と同じように、制御回路１８は、この可
変インダクタの値を入力信号レベルが増大するにつれ減
少させる。この可変インダクタＬのインダクタンスをあ
る一定値に固定した場合、第３ｃ図の応答のターンオー
バ周波数より低い周波数においては、Ｌのリアクタンス
はＲＬより小さくＬとＲＬの並列インピーダンスはＺ１
と比べ微小であり、実質上総合インピーダンスはＺ１−
３．１６ＫΩとなる。一方、ターンオーバ周波数より高
い周波数においては、ＬのリアクタンスはＲＬの大きさ
よりも増大し、その並列インピーダンスＺ８はＲＬの値
に次第に漸近してほぼ−２．１６ＫΩの一定値となり、
その結果総合インピーダンスはＺ１＋ＲＬ−１ＫΩに減
少する。尚、インダクタＬのインダクタンスが減少する
につれ同一リアクタンスを呈する周波数が高くなるとい
う理由から、入力信号レベルが増大するにつれそのター
ンオーバ周波数が高周波数へシフトする。第５図の圧縮
器（図の左側に示す）は、電源Ｖ１により駆動されて電
流１２に応答して出力信号Ｖ２を発生する。

前述のように、低レベルの入力信号のとき可変インダク
タＬの値は大きくされており、このとき圧縮特性は第３
ｃ図の左側の曲線（ターンオーバ周波数が低い）となる
。即ち、そのターンオーバ周波数より下の周波数におい
ては総合インピーダンスはＺ，−３．１６ＫΩの最大値
となり、このとき流れる電流１１は最小になる。従つて
、電流一電圧変換器１７が与える出力電圧２は最小とな
りブーストされない。一方、そのターンオーバ周波数よ
り高い周波数においては、正抵抗Ｚ１の一部が負抵抗Ｒ
Ｌにより相殺されて総合インピーダンスはほぼＺ，＋Ｒ
Ｌ＝１ＫΩの最低値に等しく、このとき電流１，は最大
となつて出力電圧２は最大即ち１０ｄＢブーストされる
。尚、入力信号レベルが増大するにつれ可変インダクタ
Ｌの値が減少させられるとき、圧縮特性のターンオーバ
周波数が第３ｃ図に示すように高周波数側へシフトする
ことは前述の説明から明らかである。このようにして、
本圧縮器は第３ｃ図の圧縮特性を与えることができる。
第５図の伸長器（図の右側に示す）は、記録されたある
いは伝送された信号Ｖ３を受けて電流１２に変換しこれ
に応答して出力電圧Ｖ４を発生する。

Ｉ２はかくして出力信号の線形および非線形成分の両方
をとり出すために用いられる。これは、第２ａ図に示す
タイプ２の並列モード構成に従うものである。直列モー
ドでは出力信号は線形電圧成分とＺ８により与えられる
非線形成分との合成である。制御回路１８は圧縮器の場
合と同じように、入力信号レベルが増大するにつれイン
ダクタＬの値を減少させる。従つて、低レベルの入力信
号のとき可変インダクタＬの値は大きくされており、こ
のとき伸長特性は第３ｃ図の左側の曲線（ターンオーバ
周波数が低い）をとる。即ち、そのターンオーバ周波数
より低い周波数においては総合インピーダンスはＺ１−
３．１６ＫΩで最大となる。このとき、電圧降下即ち出
力電圧Ｖ４が最大でありバツクされない。ターンオーバ
周波数より高い周波数においては、総合インピーダンス
は負抵抗ＲＬにより相殺されて１ＫΩとなり、電圧降下
が低下して出力電圧Ｖ４は１０ｄＢバツクされる。入力
信号レベルが増大するとき、可変インダクタＬの値が減
少されてターンオーバ周波数が第３ｃ図に示すように高
周波数側へシフトされる。このようにして、伸長器は第
３ｃ図の伸長特性を与える。第５図の雑音低減方式では
、圧縮器及び伸長器の夫々の周波数選択インピーダンス
Ｚ８として可変インダクタと並列に接続した負抵抗を使
用している。

この負抵抗は、この抵抗に加えられる電圧が増大するに
つれ抵抗を流れる電流が減少するという特性を有する。
負抵抗の使用による利点は、直列モードの回路の設計上
の融通性が増すことである。言い換えれば、負抵抗を用
いることによりタイプ２の直列モード回路を構成するこ
とが可能となる。タイプ３及びタイプ４の実施例の説明 これに対応するタイプ３、タイプ４の圧縮器、伸長器お
よび雑音低減方式を第６図、第７図に示す。

タイプ３と４では制限装置の代りに伝送装置が並列モー
ドの別路中に用いられる。直列モードでは、対応する周
波数選択インピーダンス回路は、タイプ１と２の直列モ
ードの場合における低電圧ではなく高レベルでそれにま
たがつて高電圧が生じうるようにする。かくして電圧の
代りに周波数選択インピーダンス回路の可変インピーダ
ンス装置を流れる電流１。が、高信号レベルでは小さい
値に制限される。従つて、第６図、第７図の例では、制
御信号は可変容量Ｃの電流から取り出される。ＤＣ制御
信号は制御回路１９により制御回路の入力信号１ｃを整
流し平滑化して得られ、そしてこのコンデンサＣの値を
変えるために使用される。この制御は、入力信号レベル
が増大するにつれコンデンサＣのキヤパシタンスを減少
させる向きに行なわれる。〔タイプ３の実施例（第６図
）〕 第６図を参照して、タイプ３の方式の動作は次のごとく
である。

可変コンデンサＣのキヤパシタンスを一定値に固定した
場合、第３ｃ図のターンオーバ周波数より低い周波数に
おいては、Ｃのリアクタンスは負抵抗ＲＬの大きさより
も大きくＺ８のほぼ−２．１６ＫΩとなり、実質上総合
インピーダンスはＺ１＋ＲＬ−１ＫΩの小さな値をとる
。一方、ターンオーバ周波数より高い周波数においては
、ＣのリアクタンスはＲＬの大きさよりも小さくなつて
Ｚ８はほぼ零に等しく、従つて総合インピーダンスはＺ
１−３．１６ＫΩの大きな値をとる。尚、可変コンデン
サＣのキヤパシタンス即ち値が減少するにつれ同一キヤ
パシタンスを呈する周波数が高くなるため、入力信号レ
ベルが増大するにつれそのターンオーバ周波数が高周波
数側へシフトする。第６図の圧縮器（図の左側に示す）
は、電圧Ｖ１を受けて電流１１に変換しこれに応答して
出力電圧Ｖ２を発生する。

前述のように、低レベル入力信号のとき可変コンデンサ
Ｃの値は大きくされており、このとき圧縮特性は第３ｃ
図の左側の曲線（ターンオーバ周波数が低い）をとる。
即ち、そのターンオーバ周波数より低い周波数において
は、総合インピーダンスは１ＫΩの小さな値をとり出力
電圧Ｖ２となる電圧降下は最小でありブーストされない
。一方、ターンオーバ周波数より高い周波数においては
、総合インピーダンスはほぼ３．１６ＫΩの大きな値を
とり、従つて電圧降下は増大して出力電圧Ｖ２は１０ｄ
Ｂブーストされる。尚、入力信号レベルが増大するにつ
れ可変コンデンサＣの値が減少させられるとき、圧縮特
性のターンオーバ周波数は第３ｃ図に示すように高周波
数側へシフトする。従つて、高レベル信号成分が特定の
周波数で生じれば、このコンデンサＣのキャパシタンス
はダイナミツクレンジの変更からその周波数を除外する
ように減少する。これに対応する伸長器は、電源Ｖ３か
ら５駆動されそして出力電圧Ｖ４はその結果の電流１２
に応じて得られる。

入力信号レベルが低いとき、可変コンデンサＣの値は大
きくされており、このときの伸長特性は第３ｃ図の左側
の曲線（ターンオーバ周波数が低い）で表わされる。即
ち、そのターンオーバ周波数より低い周波数においては
総合インピーダンスは１ＫΩの最小値をとり、このとき
流れる電流１２は最大となる。従つて電流一電圧変換器
１７の発生する出力電圧Ｖ４は最大となりバツクされな
い。ターンオーバ周波数より高い周波数においては、総
合インピーダンスはほぼ３．１６ＫΩとなり、従つてこ
れを流れる電流１２は最小となる。従つて電流一電圧変
換器１７の発生する出力電圧Ｖ４は最小となつて１０ｄ
Ｂバツクされる。入力信号レベルが増大するとき、ター
ンオーバ周波数が高周波数側へシフトされて第３ｃ図に
示すような伸長特性を与える。第６図の雑音低減方式も
また周波数選択インピーダンスに負抵抗を使用している
。

この負抵抗の使用により、タイプ３の直列モードの回路
の構成が可能となる。〔タイプ４の実施例（第７図）〕 第７図を参照して、タイプ４の方式の動作は次のごとく
である。

一般的に述べると、可変コンデンサＣのキヤパシタンス
を一定値に固定した場合、第３ｃ図のターンオーバ周波
数より低い周波数においては、Ｃのリアクタンスは正抵
抗ＲＬの大きさよりも大きくＺ８はほぼ２．１６ＫΩと
なり、実質上総合インピーダンスはＺ１＋ＲＬ＝３．１
６ＫΩの大きな値をとる。一方、ターンオーバ周波数よ
り高い周波数においては、ＣのリアクタンスはＲＬの大
きさよりも小さくなつてＺ，はほぼ零に等しく、従つて
総合インピーダンスはＺ１−１ＫΩの小さな値をとる。
尚、可変コンデンサＣのキヤパシタンス即ち値が制御回
路により減少されるにつれ同一キヤパシタンスを呈する
周波数が高くなるため、入力信号レベルが増大するにつ
れそのターンオーバ周波数が高周波数側へシフトする。
第６図の方式と同様に制御回路１９は可変コンデンサＣ
を制御する。第７図の圧縮器は電流１，をつくる電源１
で駆動され、これに応答して出力信号２を発生する。

前述のように、低レベル入力信号のとき可変コンデンサ
Ｃの値は大きくされており、このとき圧縮特性は第３ｃ
図の左側の曲線（ターンオーバ周波数が低い）に従う。
即ち、そのターンオーバ周波数より低い周波数において
は、総合インピーダンスはほぼ３．１６ＫΩの大きな値
となり、これを流れる電流１，は最小となる。従つて、
電流一電圧変換器１７が発生する出力電圧Ｖ２は最小と
なりブーストされない。一方、ターンオーバ周波数より
高い周波数においては、総合インピーダンスは１ＫΩの
小さな値となり、これを流れる電流１１は最大となる。
よつて、変換器が発生する出力電圧Ｖ２は最大となり１
０ｄＢブーストされる。入力信号レベルが増大するにつ
れ、可変コンデンサＣの値が減少させられるので、その
圧縮曲線のターンオーバ周波数は第３ｃ図のように高周
波数側へシフトする。相補的な伸長器は、電圧Ｖ３に応
答して変換された電流１２に従つて出力電圧４を発生す
る。

尚、制御回路１９及び周波数選択インピーダンスＺｓの
動作は圧縮器のものと同様である。入力信号レベルが低
いとき、伸長特性は第３ｃ図の左側の曲線（ターンオー
バ周波数が低い）に従う。即ち、そのターンオーバ周波
数より低い周波数においては、総合インピーダンスは３
．１６ＫΩの大きな値をとり、出力電圧Ｖ４となる電圧
降下は最大であリバツクされない。一方、ターンオーバ
周波数より高い周波数においては総合インピーダンスは
１ＫΩの小さな値をとり、従つて電圧降下は最小となつ
て出力電圧４は１０ｄＢカツトされる。この伸長曲線は
、入力信号レベルが増大するにつれ可変コンデンサの値
が減少させられるので、ターンオーバ周波数が高周波数
側へシフトし、結果第３ｃ図に示すような伸長特性が得
られる。周波数選択インピーダンス回路Ｚ８第８図は端
子１と２の間の周波数選択インピーダンス回路Ｚ８を一
般的に示す。

関数Ｆ（１）はこの回路の電流１に応じて端子１と２に
またがり生じる電圧Ｖｓの特性を示す。また逆に、もし
５がこれら端子に加えられるとこの関数Ｆ（１）がｌを
生じさせる。インピーダンスＺ８はＶ８とｉの商である
。これらの特性は勿論任意の２端子インピーダンスのも
のである。第８ａ図は、第８図をさらに詳細に示しかつ
本発明を背景にしてその意味を示す。

インピーダンスＺ８は勿論完全な受動素子であるが、能
動素子を用いると特性により大きい融通性が得られる。
例えば負抵抗特性の使用は能動技術により可能となる。
第８ａ図はインピーダンスＺｓ（Ｖｓとｉの商）を示す
。この場合、端子１と２の間のＺ８は電源基準から完全
に分離されているが、多くの場合には端子の一方を電源
に接続しても大きな欠陥は生じない。この例では、小抵
抗３５がこの電流をモニタするのに使用される。その結
果の信号は、変圧器３６と増幅器３７を通されそして必
要に応じて雑音低減回路により処理され、結果の雑音低
減信号Ｖ８が最終的には端子１と２の間の回路に生じる
。かくして信号Ｖ８は、低出力インピーダンスの増幅器
３９と変圧器４０とにより端子１と２の間に結合される
。

Ｖｓが通常の抵抗器により発生されるのと同じ極性をも
つような極性の信号を電流がそのループを回つて生じさ
せる場合正の抵抗直が発生される。Ｖ８が通常の抵抗器
により発生される極性とは逆の極性をもつような極性の
信号をその電流がそのループのまわりに生じさせる場合
、負の抵抗値が発生される。極性の選択は増幅器が非反
転または反転を行うことを示すことにより図示される。
両方の場合に、抵抗値はループの利得によりきまる。Ｚ
８のリアタンス成分は、このループ内にリアクタンスを
使用することにより形成される。つくられるリアクタン
スのタイプはこのループに使用されるリアクタンスの極
性とタイプとにより決まる。前述した例においては、本
発明の原理を例示するために最も簡単な周波数選択イン
ピーダンス回路を考察した。

第９図は消費者の雑音低減方式に使用するに適したいく
分複雑な周波数選択インピーダンス回路を示す。この雑
音低限方式の結果として得られる特性は前記の５の明細
書に示されている。電圧Ｖ８はインピーダンス関数Ｆ（
１）により電流１に応じて発生される。Ｃ１とＲ１で構
成されて１．５ＫＨｚの遮断周波数をもつ固定ハイパス
・フイルタはこの電流１に応じて駆動される。このハイ
パス・フイルタの出力は、直列コンデンサＣ２と分流可
変抵抗Ｒｖからなる可変・・イパス回路に与えられる。
最適位相応答に関して、コンデンサＣ２はＲ２で分流さ
れ、その時定数Ｒ２Ｃ２は７５０Ｈｚターンオーバ周波
数に相当する。可変抵抗Ｒｖは、高信号レベル条件下で
それにまたがり生じる８を制限するように、この８に応
じて制御される。それによつて発生されるＶ８はこの回
路に直列に加えられる。第９図の周波数選択インピーダ
ンス回路は約１．５ＫＨｚより上で約１０ｄＢの総合ダ
イナミツクレンジ変更および雑音低減を行うために第１
ｃ図または第４図に示されるタイプ１の構成に通常使用
される。第１０図は職業的雑音低減方式に使用するため
の周波数選択インピーダンス回路を示す。

４本の並列路２０〜２３からなる周波数選択回路はそれ
を流れる電流１に応じて駆動される。

各路は周波数選択フイルタ２４とそれに続く低レベルし
きい値をもつリミタ回路２５を含んでいる。これらリミ
タのすべての出力は回路２６で結合されて信号８をつく
り、これがこの直列回路に加えられる。低レベル条件の
もとでは、信号はこれらの並列路のすべてを通り、全オ
ーデイオ帯域幅にわたり変更された特性を生じさせる。
もし高レベル信号が任意の特定周波数で生じたならば、
その周波数帯域に対応するリミタがその信号を大幅に減
衰して、ダイナミックレンジ変更の生じる周波数レンジ
を狭化すなわち制限する。そのようにしてつくられる周
波数選択インピーダンスＺｓは、約１０ｄＢの総合ダイ
ナミツクレンジ変更および雑音低減を行うため第１ｃ図
と第４図に示されるタイプ１の構成中に一般に利用され
る。第９図、第１０図において、ｉの取り出しおよびＶ
８のそう入は概略的に示されている。

実際には例えば第８ａ図の技術を用いてもよい。オーバ
ーシユート防止 信号レベルが急激に上がると信号Ｖｓにオーバーシユー
トが発生する。

第９ａ図に示すように、例えばダイオードのような非線
形素子からなる非線形リミタ２７を用いることにより極
端な過度条件下でもこれら信号の上昇を低振幅に制限す
ることが出来る。もし可変インピーダンス電流（電圧で
はない）が高入力信号レベルで小さい値へ制御されるな
らば、定電流ダイオードを同様に使用することが出来る
。これらダイオードは可変抵抗Ｒｖに接続されるか、あ
るいはこれらダイオードは信号Ｖｓのオーバシユートを
制限するようにこの回路の後段において作用を行うよう
にすることが出来る。第４図〜第７図を見ると、リミタ
２７は例えば第４ａ図のごとくＺ８において有効となる
ように適用される。これらダイオードが適用される点に
おける信号レベルは、良好なリミタ作用が従来のダイオ
ードにより達成されるようなレベルであるべきである。

しかしながら、しばしばこの利用できる信号電圧が低す
ぎることがある。そのような場合には第９ｂ図に示すよ
うにダイオード２８と反転増幅器２９からなる増幅負帰
還ループを用いることが出来る。入力において必要とさ
れる電圧振動はこの帰還ループの利得の係数によつて減
少され、その効果はリミタしきい値を入力信号の方向と
は逆方向へシフトすることである。第１０図の回路の変
更例においては夫々の周波数帯域は電流１に応答して個
々に駆動されてもよく、そしてそれにより発生されるそ
の出力信号を直列回路に個々にそう入してもよい。

それにより発生された個々の電圧の直列結合したものが
電圧８と総合周波数選択インピーダンスＺ８を形成する
。Ｖ３が伝送路によりＶ２から得られるならば、完全な
雑音低減方式には個々の圧縮器と伸長器が必要である。

しかしながら３が基本的に記録／再生プロセスにより２
から得られるならば、基本的には同一の回路が適正なモ
ード切換ｉ置を設けることにより圧縮器および伸長器と
して使用出来る。この可能性の一つの例として第１１図
は第１ｃ図の回路に記録（圧縮）モードＲまたは再生（
伸長）モードＰをつくるための連動スイッチＳ１とＳ２
を設けたものである。Ｖ１は、記録モードＲでは高出力
インピーダンス（電流）源３０により供給される、再生
モードＰでは低出力インピーダンス増幅器３１が電圧駆
動を与えるために回路内へ切換えられる。

小さい取り出し抵抗Ｚ，がＺｉとＺ８に直列に置かれる
。記録モードＲでは、２によりＺｉ．Ｚｓ．Ｚ，の直列
結合から取り出される。再生モードＰでは、Ｖ４ぱＺ，
のみから取り出されるからこの結合回路の電流に比例し
、増幅器３２が４に対する正しいレベルを確立するため
に設けられる。第１１図は第２ｃ図のモード切換につい
ての変更をも示す。

これはスイツチＳ１とＳ２の記号ＲとＰを交換すること
だけが必要である。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図は従来のタイプ１の並列モード雑音低減方式の
概略図、第１ｂ図は従来のタイプ３の並列モード雑音低
減方式の概略図、第１ｃ図は従来のタイプ１またはタイ
プ３の直列モード雑音低減方式の概略図、第２ａ図は従
来のタイプ２の並列モード雑音低減方式の概略図、第２
ｂ図は従来のタイプ４の並列モード雑音低減方式の概略
図、第２ｃ図は従来のタイプ２またはタイプ４の直列モ
ード雑音低減方式の概略図、第３ａ図は簡単な周波数選
択インピーダンス回路を用いる直列モードの圧縮器と伸
長器の圧縮および伸長プローブ・トーン応答を示す図、
第３ｂ図は線形インピーダンスと簡単な周波数選択イン
ピーダンス回路の直列結合を用いる直列モードの圧縮器
と伸長器の圧縮および伸長プローブ・トーン応答を示す
図、第３ｃ図は線形インピーダンスと、ダイナミツクレ
ンジの変更の度合に制限を与える周波数選択インピーダ
ンス回路との直列結合を用いる直列モードの圧縮器と伸
長器の圧縮および伸長プローブ・トーン応答を示す図、
第４図は本発明によるタイプ１の直列モード高周波雑音
低減方式の概略図、第４ａ図は本発明によるオーバーシ
ユート制限ダイオードを設けた第４図の回路、第５図は
本発明によるタイプ２の直列モード高周波雑音低減方式
の概略図、第６図は本発明によるタイプ３の直列モード
高周波雑音低減方式の概略図、第７図は本発明によるタ
イプ４の直列モード高周波雑音低限方式の概略図、第８
図は一般化された周波数選択インピーダンス回路、第８
ａ図は第８図の実際の形、第９図は本発明による消費者
の雑音低減方式に適した周波数選択インピーダンス回路
、第９ａ図は本発明によるオーバーシユートを制限する
装置を付加した第９図の変更例、第９ｂ図はオーバーシ
ユートの制限に用いることの出来る回路瓢第１０図は本
発明による職業的雑音低減方式用の周波数選択回路、第
１１図は圧縮器又は伸長器のいずれかで動作するように
切換え可能な回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号のダイナミックレンジを変更する回路にお
   いて、（イ）電圧駆動源が接続された入力端子の間に接
   続されたインピーダンス装置であつて、該装置は、任意
   の与えられた周波数においてダイナミックレンジに関し
   線形の特性を与える少なくとも１つの線形インピーダン
   ス要素と、及び前記電圧駆動に従つて変化する前記入力
   信号ダイナミックレンジ変更回路内の信号のレベルに応
   答して可変インピーダンスを与える可変インピーダンス
   装置とから成ること、及び、（ロ）出力信号を得るよう
   に構成された出力装置であつて、前記出力信号は、前記
   可変インピーダンス装置によつて定められる制限された
   周波数帯域内でダイナミックレンジ変更を受ける前記線
   形インピーダンス要素によつて定められ、かつ前記入力
   信号ダイナミックレンジ変更回路を通る電流に従うこと
   、を具備し、前記可変インピーダンス装置Ｚ＿ｓはダイ
   ナミックレンジ変更が行なわれる前記制限された周波数
   帯域を狭くするためにリアクタンス性要素Ｌ、Ｃと回路
   を成す負性抵抗要素ＲＬを含むこと、を特徴とする入力
   信号のダイナミックレンジを変更するための回路。 ２ 入力信号のダイナミックレンジを変更する回路にお
   いて、（イ）電流駆動源が接続された入力端子の間に接
   続されたインピーダンス装置であつて、該装置は、任意
   の与えられた周波数においてダイナミックレンジに関し
   線形の特性を与える少なくとも１つの線形インピーダン
   ス要素と、及び前記電圧駆動に従つて変化する前記入力
   信号ダイナミックレンジ変更回路内の信号レベルに応答
   して可変のインピーダンスを与える可変インピーダンス
   装置とから成ること、及び（ロ）出力信号を得るように
   構成された出力装置であつて、前記出力信号は、前記可
   変インピーダンス装置によつて定められる制限された周
   波数帯域内でダイナミックレンジ変更を受ける前記線形
   インピーダンス要素によつて定められ、かつ前記入力信
   号ダイナミックレンジ変更回路にまたがる電圧に従うこ
   と、を具備し、前記可変インピーダンス装置Ｚ＿ｓはダ
   イナミックレンジ変更が行なわれる前記制限された周波
   数帯域を狭くするためにリアクタンス性要素Ｌ、Ｃと回
   路を成す負性抵抗要素ＲＬを含むこと、を特徴とする入
   力信号のダイナミツクレンジを変更するための回路。