JPS59194694A - ３相両方向通電形ブラシレスモ−タの駆動回路 - Google Patents
３相両方向通電形ブラシレスモ−タの駆動回路Info
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- JPS59194694A JPS59194694A JP58069589A JP6958983A JPS59194694A JP S59194694 A JPS59194694 A JP S59194694A JP 58069589 A JP58069589 A JP 58069589A JP 6958983 A JP6958983 A JP 6958983A JP S59194694 A JPS59194694 A JP S59194694A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は６相両方向通電形ブラシレス直流モータの駆動
回路に関する。
回路に関する。
背景技術とその問題点
ブラシレス直流モータのトルクリップルを低減させる方
法として、従来から界磁を形成するためのロータマグネ
ットを台形波状の着磁パターンにして、通電区域におけ
るコイルの鎖交磁束をほぼ一定にする方法が用いられて
いる。しかしこの方法では、通電区域における鎖交磁束
を完全に一定にすることは困難であって、台形波の肩部
付近でトルクの落ち込みが生じ、これによってトルクリ
ンプルが生ずる。また台形波状の着磁パターンにするこ
とによって有効な磁束が減少し、モータの出力が低下す
ることがある。
法として、従来から界磁を形成するためのロータマグネ
ットを台形波状の着磁パターンにして、通電区域におけ
るコイルの鎖交磁束をほぼ一定にする方法が用いられて
いる。しかしこの方法では、通電区域における鎖交磁束
を完全に一定にすることは困難であって、台形波の肩部
付近でトルクの落ち込みが生じ、これによってトルクリ
ンプルが生ずる。また台形波状の着磁パターンにするこ
とによって有効な磁束が減少し、モータの出力が低下す
ることがある。
界磁波形とは無関係な一定トルクを得る方法として、コ
イル鎖交磁Ｂを検出しその１／Ｂに比例した１駆動電流
を流してトルク（鎖交磁束×電流）を一定とする駆動方
式が提案されている。コイル鎖交磁束の検出方法として
は、ホール素子等の感磁性検出素子を用いる方法と、モ
ータ駆動コイルＶこ検出コイルを重ね巻きする方法が通
常用いられている。とれらの方法はモータと駆動回路と
の間の結合線の本数が検出素子または検出コイルの分だ
け多くなる問題がある。なおホール素子等の検出素子で
検出する場合、ロータの回転位置を検出して各相の駆動
コイルの通電切換信号を得る検出素子とコイル鎖交磁束
検出素子とを兼用することが考えられるが、通電切換の
タイミングの関係上、ロータ位置検出表子と駆動コイル
とが同相で配置されることが少なく、従って、駆動コイ
ルの鎖交磁束を検出することが実質的に困難である場合
が多い。
イル鎖交磁Ｂを検出しその１／Ｂに比例した１駆動電流
を流してトルク（鎖交磁束×電流）を一定とする駆動方
式が提案されている。コイル鎖交磁束の検出方法として
は、ホール素子等の感磁性検出素子を用いる方法と、モ
ータ駆動コイルＶこ検出コイルを重ね巻きする方法が通
常用いられている。とれらの方法はモータと駆動回路と
の間の結合線の本数が検出素子または検出コイルの分だ
け多くなる問題がある。なおホール素子等の検出素子で
検出する場合、ロータの回転位置を検出して各相の駆動
コイルの通電切換信号を得る検出素子とコイル鎖交磁束
検出素子とを兼用することが考えられるが、通電切換の
タイミングの関係上、ロータ位置検出表子と駆動コイル
とが同相で配置されることが少なく、従って、駆動コイ
ルの鎖交磁束を検出することが実質的に困難である場合
が多い。
またホール素子等で鎖交磁束を検出する場合、検出素子
の出力にＤＣオフセットやドリフトが含まれていてこれ
らを回路的に補正する手段が必要となる上、点の検出で
あるためロータマグネットに対して所定の対向面積（コ
イル面積〕を有するコイルの鎖交磁束を正確に代表する
ことが困難である。
の出力にＤＣオフセットやドリフトが含まれていてこれ
らを回路的に補正する手段が必要となる上、点の検出で
あるためロータマグネットに対して所定の対向面積（コ
イル面積〕を有するコイルの鎖交磁束を正確に代表する
ことが困難である。
一方、モータ駆動コイルに重ね巻きされた検出コイルで
鎖交磁束を検出する場合、モータの巻線構造が複雑にな
る上、駆動巻線の巻スペースが減少して効率が低下する
問題がある。
鎖交磁束を検出する場合、モータの巻線構造が複雑にな
る上、駆動巻線の巻スペースが減少して効率が低下する
問題がある。
発明の目的
本発明は上述の問題にかんがみ、特別な検出素子や検出
コイルを設けることな（、各駆動コイルの実際鎖交磁束
に極めて近い信号を検出してその逆数に比例した電流を
各コイルに流し、これによってトルクリップルの無い一
定トルクを得るようにすることを目的とする。
コイルを設けることな（、各駆動コイルの実際鎖交磁束
に極めて近い信号を検出してその逆数に比例した電流を
各コイルに流し、これによってトルクリップルの無い一
定トルクを得るようにすることを目的とする。
発明の概要
本発明は、通電相が２相ずつ互をとオーバーラツプして
いる６相両方向通電形ブラシレスモータにおいて、６相
コイルの夫々の誘起電圧を検出する回路と、検出された
信号を積分し、通電２相の積分信号を互に加算し、加算
された信号から非通電相の積分信号の２倍レベルの信号
を減算することにより、通電２相の合成鎖交磁束の近似
信号を得る回路と、上記近似信号の逆数に比例した駆動
電流を通電相に流す回路とを具備させたものである。
いる６相両方向通電形ブラシレスモータにおいて、６相
コイルの夫々の誘起電圧を検出する回路と、検出された
信号を積分し、通電２相の積分信号を互に加算し、加算
された信号から非通電相の積分信号の２倍レベルの信号
を減算することにより、通電２相の合成鎖交磁束の近似
信号を得る回路と、上記近似信号の逆数に比例した駆動
電流を通電相に流す回路とを具備させたものである。
実施例
以下本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明によるブラシレスモータ駆動回路の原理
を示す回路図である。第１図においてモータ（１）の駆
動電流ｉはシリーズ制御トランジスタ（２）によって制
御される。このトランジス、Ｆ （２）の電流は微小抵
抗Ｒによって検出され、検出電圧ｉＲが電圧−電流変換
回路（３）に帰還されることにより、電圧−電流変換回
路（３）の入力制御電４ｖ。に応じた電流ｉ ＝ Ｖｃ
／ Ｒが流される。一方、モータ（１）の駆動コイルの
誘起電圧が誘起電圧検出回路（４）で検出され、検出出
力に基いて鎖交磁束近似回路（５）で通電相の鎖交磁束
近似信号Ｅが形成される。この近似信号Ｅは掛算器（６
）に与えられ、駆動電流検出電圧ＩＲと掛算される。掛
算結果、ｉＲＥはオペアンプ（力に与えられてトルク指
令電圧Ｖ（例えば速度サーボ電圧）と比較され、Ｖ＝ｉ
ＲＥとなるように制御電圧Ｖｃ 、即ち電流ｓ ＜ ＝
＝ Ｖｅ ）が制御される。
を示す回路図である。第１図においてモータ（１）の駆
動電流ｉはシリーズ制御トランジスタ（２）によって制
御される。このトランジス、Ｆ （２）の電流は微小抵
抗Ｒによって検出され、検出電圧ｉＲが電圧−電流変換
回路（３）に帰還されることにより、電圧−電流変換回
路（３）の入力制御電４ｖ。に応じた電流ｉ ＝ Ｖｃ
／ Ｒが流される。一方、モータ（１）の駆動コイルの
誘起電圧が誘起電圧検出回路（４）で検出され、検出出
力に基いて鎖交磁束近似回路（５）で通電相の鎖交磁束
近似信号Ｅが形成される。この近似信号Ｅは掛算器（６
）に与えられ、駆動電流検出電圧ＩＲと掛算される。掛
算結果、ｉＲＥはオペアンプ（力に与えられてトルク指
令電圧Ｖ（例えば速度サーボ電圧）と比較され、Ｖ＝ｉ
ＲＥとなるように制御電圧Ｖｃ 、即ち電流ｓ ＜ ＝
＝ Ｖｅ ）が制御される。
この結果、通電相の鎖交磁束に逆比例し且つトルク指令
電圧■に比例した電流１−Ｖ−が流れ、Ｅ 鎖交磁束波形とは無関係の一定トルク（電流×磁束）が
得られる。
電圧■に比例した電流１−Ｖ−が流れ、Ｅ 鎖交磁束波形とは無関係の一定トルク（電流×磁束）が
得られる。
次に第２図は第１図の原理回路を具体化する場作を説明
するための波形図及びベクトル図である。
するための波形図及びベクトル図である。
このモータは６相両方向通電形ブラシレスモータであり
、その６相コイル圓〜側はＹ結線され、ブシュプル接続
されたスイッチングトランジスタ（１４） （１４）’
、（１５１ａｒ、ａｓ ａｔによって１駆動さレル。第
６図ａ〜Ｃは各相の鎖交磁束Ｂａ、 ＢｂＳＢｅ を
示している。各相はその鎖交磁束の正及び負の最大位置
を中心とする１２０°の区間ごとに第６図ａ％ ｂｓ
ｅの斜線部で示すように正方向及び負方向に交互に通電
される。従って各相の通電角は互に６０°ずつオーバー
ラツプし、常に２つの相のコイルに電流が流されて、２
相の合成トルクが順次発生する。
、その６相コイル圓〜側はＹ結線され、ブシュプル接続
されたスイッチングトランジスタ（１４） （１４）’
、（１５１ａｒ、ａｓ ａｔによって１駆動さレル。第
６図ａ〜Ｃは各相の鎖交磁束Ｂａ、 ＢｂＳＢｅ を
示している。各相はその鎖交磁束の正及び負の最大位置
を中心とする１２０°の区間ごとに第６図ａ％ ｂｓ
ｅの斜線部で示すように正方向及び負方向に交互に通電
される。従って各相の通電角は互に６０°ずつオーバー
ラツプし、常に２つの相のコイルに電流が流されて、２
相の合成トルクが順次発生する。
例えば第２図においてトランジスタ（１６）とげとがオ
ンとなっているとＡ相コイルＩ及びＢ相コイルαりに電
流が流れる。このときＣ相コイルα４は通電されない。
ンとなっているとＡ相コイルＩ及びＢ相コイルαりに電
流が流れる。このときＣ相コイルα４は通電されない。
各スイッチングトランジスタ（１４）αｇ−ａｅａｒｙ
に与えられるスイッチング信号は、例えばホール素子の
ようなロータ位置検出器側の出力に基いてスイッチ回路
（１旧こおいて形成される。
に与えられるスイッチング信号は、例えばホール素子の
ようなロータ位置検出器側の出力に基いてスイッチ回路
（１旧こおいて形成される。
ロータマグネットによる界磁波形が正弦波であるとする
と、第４図ｇのベクトル図に示すように通電相（例えば
Ａ相及びＢ相）の鎖交磁束の合成ベクトルは基本波成分
についてＢｌａ Ｂｌｂ ＝ Ｂｌａｂとなり、この
磁束Ｂ１ａｂ と駆動電流ｉとＱ積に比例したトルク
が発生する。
と、第４図ｇのベクトル図に示すように通電相（例えば
Ａ相及びＢ相）の鎖交磁束の合成ベクトルは基本波成分
についてＢｌａ Ｂｌｂ ＝ Ｂｌａｂとなり、この
磁束Ｂ１ａｂ と駆動電流ｉとＱ積に比例したトルク
が発生する。
第４図ｇから明らかなように通電相の合成鎖交磁束（Ｂ
ｌａｂ） は非通電相の鎖交磁束（Ｂｃ） に対し
て９０°進み位相である。即ち、通電相の鎖交磁束をｓ
ｉｎθ及びｓｉｎ （θ＋１２０’）とすると、その合
成磁束は３ ｓｉｎ （θ＋２４０”＋ ９０°）とな
る。θ＋２４０°は非通電相の位相と合致している。従
って非通電相コイルの誘起電圧を検出して９０°進相さ
せた信号でもってトルク発生に関与している通電２相の
合成鎖交磁束を近似することができる。
ｌａｂ） は非通電相の鎖交磁束（Ｂｃ） に対し
て９０°進み位相である。即ち、通電相の鎖交磁束をｓ
ｉｎθ及びｓｉｎ （θ＋１２０’）とすると、その合
成磁束は３ ｓｉｎ （θ＋２４０”＋ ９０°）とな
る。θ＋２４０°は非通電相の位相と合致している。従
って非通電相コイルの誘起電圧を検出して９０°進相さ
せた信号でもってトルク発生に関与している通電２相の
合成鎖交磁束を近似することができる。
第２図において各相のコイル（１１） −（１３）の誘
起電圧はスイッチ（１９〜圓を介して導出される。これ
らのスイッチｕ〜（２１）はスイッチ回路（ＩＦ！ｊの
出力番こよって制御され、非通電相に対応するスイッチ
のみ力Ｓ閉じられる。この結果、各スイッチ（２）〜■
υの共通接続出力より第６図ｄに示す非通電相の誘起電
圧波形が得られる。この波形は第６図ｇ −ｅの斜線部
以外の磁束波形を順次抜出したものに対応する。
起電圧はスイッチ（１９〜圓を介して導出される。これ
らのスイッチｕ〜（２１）はスイッチ回路（ＩＦ！ｊの
出力番こよって制御され、非通電相に対応するスイッチ
のみ力Ｓ閉じられる。この結果、各スイッチ（２）〜■
υの共通接続出力より第６図ｄに示す非通電相の誘起電
圧波形が得られる。この波形は第６図ｇ −ｅの斜線部
以外の磁束波形を順次抜出したものに対応する。
検出された誘起電圧波形はオペアンプｃ２りを介して微
分回路（ハ）に与えられ、微分（９０°進相）される。
分回路（ハ）に与えられ、微分（９０°進相）される。
微分回路（ハ）の出力（第６図ｅ）は全波整流回路（ハ
）で第６図ｆの如く整流される。この整流出力号Ｅとし
て掛算器（６）に与えられる。この掛算器（６）及びオ
ペアンプ（７） （３）の制御によって、第６図ｇのよ
うな磁束に逆比例し且つトルク指令電圧ｖをこ比例した
モータ駆動電流が流される。
）で第６図ｆの如く整流される。この整流出力号Ｅとし
て掛算器（６）に与えられる。この掛算器（６）及びオ
ペアンプ（７） （３）の制御によって、第６図ｇのよ
うな磁束に逆比例し且つトルク指令電圧ｖをこ比例した
モータ駆動電流が流される。
ところが第２図のブラシレスモータにおＧ１て、四−タ
マグネットによる界磁波形が第６図ｇ％ｂ％Ｃのような
完全な正弦波でなく、例えば台形波ζこ近い場合には、
各相のコイルの鎖交磁束をこ高調波１成分が含まれる。
マグネットによる界磁波形が第６図ｇ％ｂ％Ｃのような
完全な正弦波でなく、例えば台形波ζこ近い場合には、
各相のコイルの鎖交磁束をこ高調波１成分が含まれる。
高調波成分のうちもつともスペクトルの大きい第６次高
調波を考えると、第４図（ｂ）に示すように、Ａ相鎖交
磁束Ｂｇａ ＝ ｓｉｎ ３θに対して、Ｂ相及びＣ相
鎖交磁束はＢｓｂ ＝ ｓｉｎ ３ （θ十１２０°）
＝ｓｉｎ３θ、Ｂ３ｃ ＝ｓｉｎ ３ （θ＋２４０°
）＝ｓｉｎ ５θとなり、夫々同相である。従って通電
相（例えばＡ、Ｂ相）の合成鎖交磁束の第６次高調液酸
分（Ｂ５ａｂ ） は常に零となる。即ち各相の鎖交
磁束に第６次高調波が含まれていても、発生するトルク
にはこの成分は本質的に含まれていない。
調波を考えると、第４図（ｂ）に示すように、Ａ相鎖交
磁束Ｂｇａ ＝ ｓｉｎ ３θに対して、Ｂ相及びＣ相
鎖交磁束はＢｓｂ ＝ ｓｉｎ ３ （θ十１２０°）
＝ｓｉｎ３θ、Ｂ３ｃ ＝ｓｉｎ ３ （θ＋２４０°
）＝ｓｉｎ ５θとなり、夫々同相である。従って通電
相（例えばＡ、Ｂ相）の合成鎖交磁束の第６次高調液酸
分（Ｂ５ａｂ ） は常に零となる。即ち各相の鎖交
磁束に第６次高調波が含まれていても、発生するトルク
にはこの成分は本質的に含まれていない。
一方、非通電相の誘起電圧を９０°進相にして得られる
鎖交磁束近似信号Ｅについては、例えば非通電相がＣ相
の場合には第５図ｇに示すようにその基本波成分Ｅｖｅ
は既述の如（２つの通電相の（例えば人相、Ｂ相）合成
鎖交磁束と同相である。
鎖交磁束近似信号Ｅについては、例えば非通電相がＣ相
の場合には第５図ｇに示すようにその基本波成分Ｅｖｅ
は既述の如（２つの通電相の（例えば人相、Ｂ相）合成
鎖交磁束と同相である。
しかし第６次高調液酸分Ｅ５ｃは、第５図すに示すよう
に人相及びＢ相の高調波成分Ｅ５ａ、 Ｅｓｂと同相の
高調波成分ＥＢを９０°進相したものであって、これは
零にならない上、基本波成分Ｅ’１ｃ との位相も異
なる。一方、Ａ相及びＢ相の合成鎖交磁束の第６次高調
液酸分Ｂ３ａｂ は既述の如く零である。
に人相及びＢ相の高調波成分Ｅ５ａ、 Ｅｓｂと同相の
高調波成分ＥＢを９０°進相したものであって、これは
零にならない上、基本波成分Ｅ’１ｃ との位相も異
なる。一方、Ａ相及びＢ相の合成鎖交磁束の第６次高調
液酸分Ｂ３ａｂ は既述の如く零である。
従って鎖交磁束近似信号Ｅの逆数に比例した駆動電流中
に第６次高調液酸分が含まれ、発生トルクに歪が発生す
る。
に第６次高調液酸分が含まれ、発生トルクに歪が発生す
る。
次に第６図は上述の問題を解消した本発明の実施例の６
相両方向通電ブラシレスモータの駆動回路図である。な
お第６図において第２図と同一の部分には同一の符号が
付されている。
相両方向通電ブラシレスモータの駆動回路図である。な
お第６図において第２図と同一の部分には同一の符号が
付されている。
第６図において、各相のコイル（１υ〜Ｕの誘起電圧Ｅ
ａ ｓ Ｅｂ ％ Ｅｃ はオペアンプ（２６）〜（
２８）によって検出され、積分回路（２■〜（３１）に
よって積分される。
ａ ｓ Ｅｂ ％ Ｅｃ はオペアンプ（２６）〜（
２８）によって検出され、積分回路（２■〜（３１）に
よって積分される。
これらの積分回路器〜（３１）は第２図の微分回路（ハ
）に対応するものであり、誘起電圧Ｅａ −Ｅｃを９０
’移相させる機能を有している。
）に対応するものであり、誘起電圧Ｅａ −Ｅｃを９０
’移相させる機能を有している。
積分回路（２９） 〜（３１）の出力Ｅ’ａ ＳＥ’ｂ
、 Ｅ’ｃ はスイッチ回路（ハ）において次の如
く選択され、反転倍率器（３２及び加算器（ハ）に導出
される。スイッチ回路Ｔ２５）は各相ごとに６つのスイ
ッチ（１９ａ）〜（１９ｃ）、（２０ａ）〜（２０ｃ）
、（２１ａ）〜（２１ｃ）を備え、スイッチ回路賭から
の制御信号によって、非通電相に対応したａのスイッチ
、ｂのスイッチまたはＣのス非 インチが各相同時に閉じられる。これによって〕電相の
誘起電圧は反転倍率器０２１に導出されて一２倍され、
また２つの通電相の誘起電圧は夫々加算器Ｇ■に導出さ
れて互に加えられる。例えば、Ｃ相が非通電相である場
合、スイッチ（２１ｃ）を通って誘起電圧Ｅ３ が反転
倍率器０旧こ導出され、通電相の誘起電圧Ｅａ 、ＥＧ
はスイッチ（１９ｃ） （２０ｃ）を通って加算器
（ハ）に導出される。
、 Ｅ’ｃ はスイッチ回路（ハ）において次の如
く選択され、反転倍率器（３２及び加算器（ハ）に導出
される。スイッチ回路Ｔ２５）は各相ごとに６つのスイ
ッチ（１９ａ）〜（１９ｃ）、（２０ａ）〜（２０ｃ）
、（２１ａ）〜（２１ｃ）を備え、スイッチ回路賭から
の制御信号によって、非通電相に対応したａのスイッチ
、ｂのスイッチまたはＣのス非 インチが各相同時に閉じられる。これによって〕電相の
誘起電圧は反転倍率器０２１に導出されて一２倍され、
また２つの通電相の誘起電圧は夫々加算器Ｇ■に導出さ
れて互に加えられる。例えば、Ｃ相が非通電相である場
合、スイッチ（２１ｃ）を通って誘起電圧Ｅ３ が反転
倍率器０旧こ導出され、通電相の誘起電圧Ｅａ 、ＥＧ
はスイッチ（１９ｃ） （２０ｃ）を通って加算器
（ハ）に導出される。
なお通電相の誘起電圧には駆動電流×コイルインピーダ
ンスの成分が重畳しているので、厳密にはコイル鎖交磁
束そのものではないが、近似的には鎖交磁束を代表して
いると見なせる。
ンスの成分が重畳しているので、厳密にはコイル鎖交磁
束そのものではないが、近似的には鎖交磁束を代表して
いると見なせる。
反転倍率器０２及び加算器（ハ）の出力は加算器Ｉ３ａ
で加算され、更に全波整流回路（２優で整流されて、通
電相の合成鎖交磁束に対応した近似信号Ｅが形成される
。この近似信号に基いて掛算器（６）、オペアンプ（７
） （３）によって鎖交磁束の逆数に比例した駆動電流
ｉが流されるのは第２図と同様である。
で加算され、更に全波整流回路（２優で整流されて、通
電相の合成鎖交磁束に対応した近似信号Ｅが形成される
。この近似信号に基いて掛算器（６）、オペアンプ（７
） （３）によって鎖交磁束の逆数に比例した駆動電流
ｉが流されるのは第２図と同様である。
第７図ａ、ｂは第６図の積分回路ｉ２０〜ＯＤから加算
器（３４）までの信号処理（演算〕動作を示すベクトル
図で、第８図ａ ” ｅは処理信号の周波数スペクトル
図である。８６図のオペアンプ（２６）〜（２）によっ
て検出された非通電相の誘起電圧（例えばＥｃ）は、第
８図ａのような基本波ｆべ高調波ｆ３、ｆ５・・・・・
・・・・・・・の成分を有している。これらの高調波成
分は積分回路ＣＩ！ｇｌ−０１）を通過することにより
第８図すの如く減衰される。なお通電相の誘起電圧につ
いても同様に積分によって高調波成分が減衰されるが、
この際、切換通電を行っていることによって不連続波形
を呈する誘起電圧検出信号中の歪成分が除去され、はぼ
正弦波状の誘起電圧検出出力が得られる。
器（３４）までの信号処理（演算〕動作を示すベクトル
図で、第８図ａ ” ｅは処理信号の周波数スペクトル
図である。８６図のオペアンプ（２６）〜（２）によっ
て検出された非通電相の誘起電圧（例えばＥｃ）は、第
８図ａのような基本波ｆべ高調波ｆ３、ｆ５・・・・・
・・・・・・・の成分を有している。これらの高調波成
分は積分回路ＣＩ！ｇｌ−０１）を通過することにより
第８図すの如く減衰される。なお通電相の誘起電圧につ
いても同様に積分によって高調波成分が減衰されるが、
この際、切換通電を行っていることによって不連続波形
を呈する誘起電圧検出信号中の歪成分が除去され、はぼ
正弦波状の誘起電圧検出出力が得られる。
積分回路（ハ）〜（３１）の出力のうちの非通電相の信
号は反転倍率器（３つで一２倍され、２つの通電相の信
号は加算器（至）で加算され、これらが更に加算器（ロ
）で加算される。この結果、基本波成分については第７
図ａの如くにｆ（（Ｅｌａ ＋ Ｅｌｂ ） ２Ｅ１
ｃ ） ｄｔの演算が行われて、第４図ａに示す合成鎖
交磁束ベクトルＢ１ａｂ と同相の近似信号Ｅが得ら
れる。
号は反転倍率器（３つで一２倍され、２つの通電相の信
号は加算器（至）で加算され、これらが更に加算器（ロ
）で加算される。この結果、基本波成分については第７
図ａの如くにｆ（（Ｅｌａ ＋ Ｅｌｂ ） ２Ｅ１
ｃ ） ｄｔの演算が行われて、第４図ａに示す合成鎖
交磁束ベクトルＢ１ａｂ と同相の近似信号Ｅが得ら
れる。
なお積分と加減算とは夫々個別に行われているが、上記
演算式に示すようＱこ加減算の結果を積分したのと同等
の結果が得られるのは積分の分配側から明らかである。
演算式に示すようＱこ加減算の結果を積分したのと同等
の結果が得られるのは積分の分配側から明らかである。
各相の誘起電圧の第３次高液酸分Ｅ３ａ ％ Ｅｓｂ
５Ｅ５ｃは既述の如く４７図すのように同相で表われる
。しかしこれらの同相成分について演算ｆ（（Ｅ５ａ
＋ Ｅ’５ｂ ） −２Ｅ３ｃ ） ｄｔ が行われ
るので、鎖交磁束近似信号Ｅの第６次高調波液酸は第８
図Ｃに示すように零となる。この結果、第６次高調波液
酸については、通電相の合成鎖交磁束も誘起電圧から近
似された磁束近似４ａ号Ｅも共に零となる。
５Ｅ５ｃは既述の如く４７図すのように同相で表われる
。しかしこれらの同相成分について演算ｆ（（Ｅ５ａ
＋ Ｅ’５ｂ ） −２Ｅ３ｃ ） ｄｔ が行われ
るので、鎖交磁束近似信号Ｅの第６次高調波液酸は第８
図Ｃに示すように零となる。この結果、第６次高調波液
酸については、通電相の合成鎖交磁束も誘起電圧から近
似された磁束近似４ａ号Ｅも共に零となる。
従って実際の合成鎖交磁束に極めで近い近似信号が得得
られるので、発生トルクの歪成分か著しく減少し、変動
の少ない一定トルクが得られる。
られるので、発生トルクの歪成分か著しく減少し、変動
の少ない一定トルクが得られる。
なお上述の第６図の実施例において、鎖交磁束近似信号
Ｅの逆数演算を行う割算器を設けて、割算出力１／Ｅに
比例した駆動電流を流すようにしてもよい。またシリー
ズ制御トランジスタ（２）によって電流制御を行う代り
に、スインチングトランジスタＩ−αＧ）、αギ〜α、
６Ｙ （こ電流制御信号及びスイッチング信号を与えて
、通電切換えと共（（二電流制御が行われるようにして
もよい。
Ｅの逆数演算を行う割算器を設けて、割算出力１／Ｅに
比例した駆動電流を流すようにしてもよい。またシリー
ズ制御トランジスタ（２）によって電流制御を行う代り
に、スインチングトランジスタＩ−αＧ）、αギ〜α、
６Ｙ （こ電流制御信号及びスイッチング信号を与えて
、通電切換えと共（（二電流制御が行われるようにして
もよい。
発明の効果
本発明は上述の如く、３相コイルの誘起電圧を検出して
積分（９ｏ°移相）シ、通電２相分を加えた信号から非
通電相の２倍レベルの信号を減算して通電２相の合成鎖
交磁束に対応した近似信号を得るように構成されている
ので、各相の誘起電圧中に同相信号として含まれる第６
次高調波液酸が近似信号を生成させる段階で消滅する。
積分（９ｏ°移相）シ、通電２相分を加えた信号から非
通電相の２倍レベルの信号を減算して通電２相の合成鎖
交磁束に対応した近似信号を得るように構成されている
ので、各相の誘起電圧中に同相信号として含まれる第６
次高調波液酸が近似信号を生成させる段階で消滅する。
従って、特別な磁束検出素子や検出コイルを設けること
なく、１駆動コイルの実際の合成鎖交磁束に極めて近い
近似信号が得られるから、モータの構造が複雑となるこ
とがない。また近似４ｇ号の逆数に比例した駆動電流を
通電相のコイルに流すことにより、界磁波形の回転角変
動に無関係な一定トルクを得ることができる上、界磁波
形が正弦波でない場合でも、その歪成分による影響が少
ない回転トルクを祠ることかできる。
なく、１駆動コイルの実際の合成鎖交磁束に極めて近い
近似信号が得られるから、モータの構造が複雑となるこ
とがない。また近似４ｇ号の逆数に比例した駆動電流を
通電相のコイルに流すことにより、界磁波形の回転角変
動に無関係な一定トルクを得ることができる上、界磁波
形が正弦波でない場合でも、その歪成分による影響が少
ない回転トルクを祠ることかできる。
第１図は本発明によるブラシレスモータ駆動回路の原理
構成を示す回路図、第２図は第１図の原理構成を具体化
したモータ駆動回路の一例を示す回路図、第６図は第２
図の動作を説明するための波形図、第４図ａ、ｂ及び第
５図ａ１ｂは第６図の動作を説明するためのベクトル図
、第６図は本発明のｇ＝７１ｑ例を示す６相両方向通電
形ブラシレスモークの、駆動回路図、第７図ａ、ｂは第
６図の信号波釘処理を示すベクトル図、第８図ａ、ｂ、
ｃは処″？４信号の周波数スペクトル図である。 なお図１苗に用いられた符号において、（１）・ ・・
・・ モータ （２）・・・・・・ ・ シリーズ制御トランジスタ（
３）・・・・・・・・ 電圧−電流変換回路（４）・・
・・・・・ 誘起電圧検出回路（５）・・・・・ ・
頷交磁−束近似回路（６）・・・・・・ ・ 掛算器 （７）・・・・・ オペアンプ ＝（１υ（！２）１［３ｊ・・・・・・ コイル（２駒
０Ｘ３１）・・・・・・・・・・ 積分回路（２）・・
・・・・・・・・・・・・ 反転倍率器である。 代理人 上屋 勝 ｐ 常包芳男 杉浦俊貴
構成を示す回路図、第２図は第１図の原理構成を具体化
したモータ駆動回路の一例を示す回路図、第６図は第２
図の動作を説明するための波形図、第４図ａ、ｂ及び第
５図ａ１ｂは第６図の動作を説明するためのベクトル図
、第６図は本発明のｇ＝７１ｑ例を示す６相両方向通電
形ブラシレスモークの、駆動回路図、第７図ａ、ｂは第
６図の信号波釘処理を示すベクトル図、第８図ａ、ｂ、
ｃは処″？４信号の周波数スペクトル図である。 なお図１苗に用いられた符号において、（１）・ ・・
・・ モータ （２）・・・・・・ ・ シリーズ制御トランジスタ（
３）・・・・・・・・ 電圧−電流変換回路（４）・・
・・・・・ 誘起電圧検出回路（５）・・・・・ ・
頷交磁−束近似回路（６）・・・・・・ ・ 掛算器 （７）・・・・・ オペアンプ ＝（１υ（！２）１［３ｊ・・・・・・ コイル（２駒
０Ｘ３１）・・・・・・・・・・ 積分回路（２）・・
・・・・・・・・・・・・ 反転倍率器である。 代理人 上屋 勝 ｐ 常包芳男 杉浦俊貴
Claims (1)
- 通電相が２相ずつ互にオーバーラツプしている６相両方
向通電形ブラシンスモータにおいて、６相コイルの夫々
の誘起電圧を検出する回路と、検出された信号を積分し
、通電２相の積分信号を互に加算し、加算された信号か
ら非通電相の積分信号の２倍レベルの信号を減算するこ
とにより、通電２相の合成鎖交磁束の近似信号を得る回
路と、上記近似信号の逆数に比例した駆動電流を通電相
に流す回路とを具備する６相両方向通電形ブラシ゛レス
モータの駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58069589A JPS59194694A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | ３相両方向通電形ブラシレスモ−タの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58069589A JPS59194694A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | ３相両方向通電形ブラシレスモ−タの駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59194694A true JPS59194694A (ja) | 1984-11-05 |
| JPH0470879B2 JPH0470879B2 (ja) | 1992-11-12 |
Family
ID=13407160
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58069589A Granted JPS59194694A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | ３相両方向通電形ブラシレスモ−タの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59194694A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61142985A (ja) * | 1984-12-14 | 1986-06-30 | Hitachi Ltd | 交流信号発生装置 |
| US4633150A (en) * | 1984-12-25 | 1986-12-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Driving circuit for brushless DC motors |
-
1983
- 1983-04-20 JP JP58069589A patent/JPS59194694A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61142985A (ja) * | 1984-12-14 | 1986-06-30 | Hitachi Ltd | 交流信号発生装置 |
| US4633150A (en) * | 1984-12-25 | 1986-12-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Driving circuit for brushless DC motors |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0470879B2 (ja) | 1992-11-12 |
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