JPH0216116B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は同期電動機をパルス幅変調方式によつ
て駆動するための同期電動機の駆動装置に関し、
特にインバータ回路の短絡防止のために設けられ
たパルス幅変調回路の不感帯による悪影響を防止
しうる同期電動機の駆動装置に関する。

同期電動機を交流で可変速制御する駆動装置に
は、一般に正弦波電流指令をパルス幅変調してイ
ンバータ回路を駆動してパルス幅変調された正弦
波を同期電動機に与える構成、即ちパルス幅変調
駆動回路が用いられている。このような構成では
最終段のインバータ回路のみ必要とする高電圧に
耐えうる構成とすれば良く、回路構成も簡単で比
較的制御も容易である。

このインバータ回路は３相交流駆動の場合には
各相２つづつの計６つのトランジスタを持ち、各
相のトランジスタ同志はそのオン・オフ動作が逆
になる様制御されるが、この動作切替時各相の２
つのトランジスタが同時にオンとならない様、即
ち直流電源の短絡が生じない様に、トランジスタ
の駆動信号（パルス幅変調された信号）にデツド
タイムが設けられている。このデツドタイムは、
パルス幅変調回路に不感帯を設けることによつて
設定しているが、このようにパルス幅変調信号に
デツドタイムが設けられるため、パルス幅変調さ
れた正弦波電流に歪みが生じ、励磁音が大きくな
つたり、トルクむらが生じたり、本来要求される
トルクが得られないという欠点があつた。特に、
低速度の場合には、正弦波電流指令が低周波とな
り、不感帯による影響は無視できない程であつ
た。

従つて、本発明の目的は、簡単な構成で正弦波
電流指令における不感帯の影響を小としうる同期
電動機の駆動装置を提供するにある。

以下、本発明を図面に従い詳細に説明する。

第１図は本発明に係る同期電動機の駆動装置を
説明するための回路ブロツク図である。

図中、１０１は回転界磁形の同期電動機、１０
２は同期電動機のシヤフトに連結されたレゾルバ
であり、同期電動機の界磁極の位置を検出する。
このレゾルバは第２図に示すように回転子１０２
ａと、回転子巻線１０２ｂと、互いに90゜の位相
をもつて配設された２つの固定子巻線１０２ｃ，
１０２ｄと、sin wotの搬送波を発生する搬送波
発生回路１０２ｅを有している。今、回転子１０
２ａが角度αの位置にあるものとすれば、固定子
巻線１０２ｃ，１０２ｄからそれぞれ次式に示す
電圧が ea＝sinαsin wot (1) eb＝cosαsin wot (2) 出力される。即ち、第３図に示す様に、レゾルバ
１０２から同期電動機１０１の界磁極の位置θに
応じたサイン波電圧ea及びコサイン波電圧ebが
出力される。１０３は同期整流回路であり、サイ
ン波電圧ea、コサイン波電圧ebをそれぞれ同期
整流してsinα、cosα（第３図）を出力する。１０
４はタコジエネレータで、同期電動機１０１の回
転速度に比例した電圧値を有する実速度電圧
TSAを出力する。１０５は図示しない速度指令
回路から指令された速度指令電圧VCMDと実速
度電圧TSAの差（以後速度誤差という）ERを演
算する演算回路、１０６は速度誤差ERを増幅し
て電機子電流の振幅Isを出力する誤差アンプ、１
０７，１０８は乗算回路で、誤差アンプ出力と同
期整流回路１０３の出力cosα、sinαとを乗算し
２相の電流指令I〓₁a（＝Is・sinα）、I〓₁b（＝Is・
cosα）をそれぞれ出力する。１０９は２相信号
を３相に変換する２相−３相変換回路で、第４図
に示すような回路構成を有している。即ち、２相
−３相変換回路は２つのオペレーシヨンアンプ
OA１，OA２と、10KΩの抵抗R₁〜R₄と、5.78K
Ωの抵抗R₅と、5KΩの抵抗R₆を有している。さ
て、各抵抗R₁〜R₆の値を上記のように決定する
と共に図示の如く結線すると、端子Tu，Tv，
Twからそれぞれ が出力される。そして、これらI〓u、I〓v、I〓wは互
いに2π／３の位相差を有し、しかも誘導起電圧
Eoと同相の３相電流指令となつている。

１１０Ｕ，１１０Ｖ，１１０Ｗはそれぞれ各相
毎に設けられた演算回路であり、指令電流I〓u、
I〓v、I〓wと実際の相電流I〓au、I〓av、I〓awの差を
演算
する演算回路、１１１はI〓avとI〓awの加算を行な
つてＵ相の相電流I〓auを出力する演算回路、１１
２Ｖ，１１２ＷはそれぞれＶ相及びＷ相の相電流
I〓av、I〓awを検出する変流器、１１３Ｕ，１１３
Ｖ，１１３Ｗはそれぞれ各相毎に設けられ各相の
電流差を増幅する電流アンプ、１１４はパルス幅
変調回路、１１５はパルス幅変調回路の出力信号
により制御されるインバータ、１１６は３相交流
電源、１１７は３相交流を直流に整流する公知の
整流回路でダイオード群１１７ａ及びコンデンサ
１１７ｂを有している。

次に、同期電動機１０１がある速度で回転して
いるときに速度指令が上昇した場合について第１
図の動作を説明する。

同期電動機を所望の回転速度Vcで回転せしめ
るべく、演算回路１０５の加算端子に所定のアナ
ログ値を有する速度指令電圧VCMDが入力され
る。一方、同期電動機１０１は実速度Va（＜Vc）
で回転しているから、タコジエネレータ１０４よ
り実速度Vaに比例した実速度電圧TSAが出力さ
れ、この実速度電圧TSAは演算回路の減算端子
に入力される。従つて、演算回路は指令速度Vc
と実速度Vaの差である速度誤差ERを演算し、こ
れを誤差アンプ１０６に入力する。誤差アンプ１
０６は次式に示す比例積分演算を行なう。

Is＝K₁（Vc−Va）＋K₂Σ（Vc−Va） Σ（Vc−Va）＝Σ（Vc−Va）＋（Vc−Va） (4) 尚、(4)式の演算結果Isは電機子電流の振幅に相
当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令
が変化すると速度誤差ER（＝Vc−Va）が大きく
なり、これに応じて電機子電流振幅Isも大きくな
る。Isが大きくなればより大きなトルクが発生
し、このトルクにより電動機の実速度が指令速度
にもたらされる。

一方、同期電動機１０１の界磁極の位置（角度
α）を示す２組のサイン波sinα、コサイン波
cosαがレゾルバ１０２及び同期整流回路１０３
により得られている。

ついで２相−３相変換回路１０９は(3)式に示す
演算を行ない３相の電流指令I〓u、I〓v、I〓wをそれ
ぞれ出力する。尚、これらI〓u、I〓v、I〓wは同期電
動機１０１の誘導起電圧Eoと同相の３相電流指
令となつている。

しかる後、３相電流指令I〓u、I〓v、I〓wは演算回
路１１０Ｕ，１１０Ｖ，１１０Ｗにて実際の相電
流I〓au、I〓av、Iawと差分がとられ、ついでその差
分である三相交流信号iu、iv、iwは電流アンプ１
１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗにて増幅されてパル
ス幅変調回路１１４に入力される。

パルス幅変調回路１１４では、後述する様に鋸
歯状波信号STSと三相交流信号iu、iv、iwの振幅
を比較し、パルス幅変調された三相の電流指令を
インバータ１１５を構成する各パワートランジス
タQ₁〜Q₆のベースに入力し、これら各パワート
ランジスタQ₁〜Q₆をオン／オフ制御し、同期電
動機１０１に三相電流を供給する。

以後、同様な制御が行われて最終的に同期電動
機１０１は指令速度で回転することになる。

さて、係る構成において、従来のパルス幅変調
回路１１４は、第５図に示すように１次遅れ系の
フイルタFU，FV，FWと、鋸歯状波信号STSを
発生する鋸歯状波発生回路STSGと比較器
COM_U，COM_V，COM_Wと、ドライバDV₁〜DV₆
を有し、インバータ１１５は６個のパワートラン
ジスタQ₁〜Q₆とダイオードD₁〜D₆を有してい
る。第６図、第７図、第８図の各部波形図を参照
して、動作を説明すると、パルス幅変調回路１１
４の各比較器COM_U，COM_V，COM_Wはそれぞれ
鋸歯状波信号STSと三相交流信号iu，iv，iwの振
幅を比較しiu，iv，iwがSTSの値より大きいとき
には“１”を、小さいときには“０”を出力す
る。従つて、今、iuについて着目すると比較器
COM_Uから第６図に示すパルス幅変調された電流
指令iuc、ｉが出力される。即ち、iu，iv，iw
の振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指
令iuc（Ｕ）、ivc（Ｖ）、iwc（Ｗ）及びその反転信号
Ｕ，，が出力される。この三相電流指令信号
Ｕ，Ｖ，Ｗとその反転信号，，は各々のド
ライバDV₁〜DV₆を介し、インバータ駆動信号と
してインバータ１１５へ入力される。三相電流指
令Ｕ、Ｖ、Ｗは各々インバータ１１５のパワート
ランジスタQ₁，Q₈，Q₅のベースに、反転信号，
Ｖ，は各々インバータ１１５のパワートランジ
スタQ₂，Q₄，Q₆のベースに与えられ、各パワー
トランジスタQ₁〜Q₆をオン／オフ制御し、同期
電動機１０１に三相電流を供給することになる。
ここで、比較回路COM_U，COM_V，COM_Wはそれ
ぞれＵ相と相、Ｖ相と相、Ｗ相と相の指令
信号が同時にオンしない様に、信号にデツドタイ
ムＤを設けるため、第７図ａの如く不感帯特性を
有している。このことは第７図ｂの如く鋸歯状波
信号STSの比較回路に不感帯の値で示される振
幅S₁，−S₁のバンド巾を持たせたことになる。即
ち、第７図ｂに示す如く、振幅S₁，−S₁を閾値と
して、第７図ｃ，ｄに示す様な（パルス幅変調さ
れた）出力を発生する。このため、各三相電流指
令信号Ｕ，Ｖ，Ｗとその反転信号，，は第
６図に示す様に正規の正転、反転信号の関係と異
なり、斜線部分で示す部分だけ削除されたパルス
波信号となる。従つて、第６図のUVで示す、同
期電動機におけるＵ相−Ｖ相間の電流も斜線部分
だけ削除された形になり、本来の斜線部分のない
波形に比し、波巾が減少する。従つて、電動機に
流れる電流波形も、正弦波とならず、第８図の実
線で示したようになる。第７図ｂの動作原理から
明らかな様に、このデツドタイムＤによる不感帯
の影響は三相交流信号iu，iv，iwの傾きが小さい
程、即ち低周波信号である程、大きくなり、即ち
低速度である程トルクむらが生じることになる。
このデツドタイムＤを零とすることは、デツドタ
イムを設けた趣旨に反するので、本発明では、こ
のデツドタイムの影響を最小とする様考慮されて
いる。

即ち、本発明では第５図に示すように電圧フイ
ードバツクループが設けられ、この電圧フイード
バツクループには、インバータ回路１１５に入力
されるパルス幅変調回路の出力と各相に流れる電
流とから各相間の電圧を検出する相間電圧検出回
路１１８と、検出された相間電圧を相電圧に変換
する相間電圧−相電圧変換回路１１９Ｕ，１１９
Ｖ，１１９Ｗと、この相間電圧−相電圧変換回路
１１９Ｕ，１１９Ｖ，１１９Ｗの出力を電流指令
と該検出電流の差出力から差し引く演算回路１２
０Ｕ，１２０Ｖ，１２０Ｗとを備える。相間電圧
検出回路１１８は、電流方向判別回路１１８ａ
と、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電圧発生回路１１８Ｕ，１
１８Ｖ，１１８Ｗとから成る。電流方向判別回路
１１８ａのＵ相関連部位とＵ相電圧発生回路１１
８Ｕは第９図に示す様構成されている。電流方向
判別回路１１８ａは、各電流指令SQ₁〜SQ₆を反
転するノツト回路NOT１〜NOT６と、エネルギ
ー供給時の電流方向を判別するアンドゲート
AND１〜AND４と、回生時の電流方向を判別す
るアンドゲートAND５〜AND８とからなる。ア
ンドゲートAND１は電流指令SQ₁とSQ₄の条件を
とつており、第１０図を参照すると、第１０図ａ
のエネルギー供給時におけるトランジスタＱ１，
Ｑ４をオンにしたＵ→Ｖへの電流供給ルートＥ１
を検出する。同様に、アンドゲートAND２，
AND３，AND４はそれぞれ電流供給ルートＥ
２，Ｅ３，Ｅ４の場合に相当する。又、アンドゲ
ートAND５は電流指令₁と₄との条件をとつ
ており、第１０図ｂのエネルギー回生時のＶ→Ｕ
の回生ルートＲ１を検出する。これと同様に、ア
ンドゲートAND６，AND７，AND８はそれぞ
れ回生ルートＲ２，Ｒ３，Ｒ４を検出することに
なる。従つて、アンドゲートAND１〜AND８か
らは第１０図ａのエネルギー供給時の４つのルー
ト及び第１０図ｂの回生時の４つのルートのいず
れかを検出する出力を発することになる。尚、電
流方向判別回路１１８ａには、各々Ｖ相、Ｗ相に
応じて同様のゲート群が設けられているが説明は
省略する。一方、Ｕ相電圧発生回路１１８Ｕは、
トランジスタＱ１に流れる電流を検出する電流検
出回路DCと、電流検出回路DCの出力からトラン
ジスタＱ１に電流が流れたことを判別する判別回
路JCとを有しており、判別回路JCはトランジス
タＱ１に電流が流れた時、即ち、第１０図ａのル
ートＥ１，Ｅ２、第１０図ｂのルートＲ１，Ｒ４
の場合、“１”出力を発生する。更に、アンドゲ
ートAN１〜AN８、オアゲートOR１〜OR４、
アンプAMP、抵抗Ｒ１〜Ｒ６を有している。ア
ンドゲートAN１，AN２，AN５，AN６はトラ
ンジスタＱ１に電流が流れた時のみ開き、逆にア
ンドゲートAN３，AN４，AN７，AN８はトラ
ンジスタＱ１に電流が流れない時のみ開くという
関係となる。これは、例えば供給ルートＥ１の場
合、アンドゲートAND１から出力が出るが、更
に、アンドゲートAND７，AND８からも出力が
出るため、アンドゲートAND７，AND８の出力
を後段に伝えず、正確な検出出力を発するためで
ある。オアゲートOR１，OR２は各々アンドゲ
ートAN１とAN２、AN７とAN８の出力を抵抗
Ｒ１，Ｒ２を介しアンプAMPの−側入力に与え
る。即ち、供給ルートＥ１，Ｅ２、回生ルートＲ
２，Ｒ３の如くＵ相側から電流が流出する場合で
ある。逆にオアゲートOR３，OR４は各々アン
ドゲートAN３とAN４、AN５とAN６の出力を
抵抗Ｒ３，Ｒ４を介しアンプAMPの＋側入力に
与える。即ち、供給ルートＥ３，Ｅ４、回生ルー
トＲ１，Ｒ４の如くＵ相に電流が流れ込む場合で
ある。アンプAMPは入力される各ゲート出力を
アナログ信号に平滑化するフイルタの役目を果た
すものである。

従つて、第９図構成の回路では、パルス幅変調
された電流指令SQ1〜SQ6から電流方向判別回路
１１８ａが電流ルートが前述の８ルートのいずれ
かに応じて出力を発し、これらはトランジスタＱ
１に流れる電流の有無によつてアンドゲートAN
１〜AN８から正確な検出出力が発せられ、アン
プAMPで平滑化される。アンプAMPに入力され
るゲート出力信号は元々パルス幅変調されている
ので、アナログのＵ相電圧として出力されること
になる。

再び第５図に戻つて、電圧フイードバツクルー
プの動作を説明すると、パルス幅変調回路１１４
の出力であるパルス幅変調された電流指令SQ₁〜
SQ₆を受け、電流方向判別回路１１８ａが電流方
向を判別する。判別された電流方向出力から相電
圧発生回路１１８Ｕ，１１８Ｖ，１１８Ｗは相電
圧を出力する。

この相電圧は相間電圧−相電圧変換回路１１９
Ｕ，１１９Ｖ，１１９Ｗで相電圧に変換され、演
算回路１２０Ｕ，１２０Ｖ，１２０Ｗで三相交流
信号iu，iw，ivとの差分がとられ、演算回路１２
０Ｕ，１２０Ｖ，１２０Ｗの各出力が三相交流信
号としてパルス幅変調回路１１４に入力されるこ
とになる。即ち、三相交流信号は電圧フイードバ
ツクで補償されることになる。インバータ回路の
出力が大きい程、電圧フイードバツク量大となる
から、電圧フイードバツクは電流ループのゲイン
を変化していることになる。

電圧フイードバツクは三相交流信号iu，iv，iw
が小な程ゲインを高め、三相交流信号iu，iv，iw
が大な程ゲインを低める様作用する。このため、
電圧フイードバツクによつてゲインが下がつた分
だけ電流ループのゲインを上げてやることによ
り、安定性を損なわずにデツドタイムＤによる不
感帯の影響を小さくすることができる。

即ち、実効的な不感帯は第７図ａの如く、従来
の電圧フイードバツクループを設けない特性ａに
比し、特性ｂの様に小さくなることであり、又三
相交流信号としてみると、第７図ｂの如く、三相
交流信号iuをiu′の様に傾きを大としていること
に相当する。このため、第８図に示す電流波形の
不感帯部分が減少し、電流波形が近くなり、特に
トルクむらが減少する。

以上、本発明によれば、同期電動機に与えられ
る電流を検出する電流検出回路と、電流指令と該
検出電流との差を出力する差出力回路と、該差を
示す三相交流信号をパルス幅変調するパルス幅変
調回路と、該パルス幅変調回路の出力によつて駆
動されるインバータ回路とを含む電流フイードバ
ツクループを有し、該インバータ回路の出力によ
つて同期電動機を駆動する同期電動機の駆動装置
において、前記パルス幅変調回路の出力と各相に
流れる電流とから各相間の電圧を検出する相間電
圧検出回路と、検出された相間電圧を相電圧に変
換する相間電圧−相電圧変換回路と、この相間電
圧−相電圧変換回路の出力を電流指令と該検出電
流の差出力から差し引く演算回路とからなる電圧
フイードバツクループを具備し、前記電流フイー
ドバツクループのループゲインを制御するように
したので、安定性を損なうことなしに電流ループ
のゲインを大きくして、電流指令における不感帯
の影響を低減できる。また、パルス巾変調回路の
不感帯によつて生じる電流波形の正弦波形からの
歪みを小さくすることが出来るため、特に低周波
の電流指令時にトルクむらが発生せず、又うねり
等の励磁音も減少し、同期電動機を安定に駆動す
ることが可能となり、実用上極めて有用である。

更にパルス幅変調回路の出力から電圧フイード
バツクの電圧検出が可能となるので、電圧検出の
ための回路構成が簡単となり、安価な製造が可能
となるという効果も生じる。

尚、本発明を一実施例により説明したが、本発
明はこの実施例に限られず、本発明の主旨の範囲
内で種々の変形が可能であり、本発明の範囲から
これらを排除するものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る駆動装置一実施例ブロツ
ク図、第２図は第１図におけるレゾルバ１０２の
構成図、第３図は第２図レゾルバ１０２の動作説
明図、第４図は第１図における２相−３相変換回
路１０９のブロツク図、第５図は第１図の要部ブ
ロツク図、第６図は第５図ブロツク図の各部信号
波形図、第７図は第５図の動作説明図、第８図は
第６図によるＵ相電流波形図、第９図は第５図の
相電圧検出回路１１８の要部ブロツク図、第１０
図ａ，ｂは同期電動機の力行時および回生時の電
流ルートを示す回路図を示す。 図中、１０１……同期電動機、１０２……レゾ
ルバ、１０９……２相−３相変換回路、１１０
Ｕ，１１０Ｖ，１１０Ｗ……演算回路、１１４…
…パルス幅変調回路、１１５……インバータ回
路、１１８……相間電圧検出回路、１１９Ｕ，１
１９Ｖ，１１９Ｗ……相間電圧−相電圧変換回
路、１２０Ｕ，１２０Ｖ，１２０Ｗ……演算回
路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 同期電動機に与えられる電流を検出する電流
   検出回路と、電流指令と該検出電流との差を出力
   する差出力回路と、該差を示す三相交流信号をパ
   ルス幅変調するパルス幅変調回路と、該パルス幅
   変調回路の出力によつて駆動されるインバータ回
   路とを含む電流フイードバツクループを有し、該
   インバータ回路の出力によつて同期電動機を駆動
   する同期電動機の駆動装置において、前記パルス
   幅変調回路の出力と各相に流れる電流とから各相
   間の電圧を検出する相間電圧検出回路と、検出さ
   れた相間電圧を相電圧に変換する相間電圧−相電
   圧変換回路と、この相間電圧−相電圧変換回路の
   出力を電流指令と該検出電流の差出力から差し引
   く演算回路とからなる電圧フイードバツクループ
   を具備し、前記電流フイードバツクループのルー
   プゲインを制御するようにしたことを特徴とする
   同期電動機の駆動装置。