JPH01248987A - ブラシレス直流モーターの駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ブラシレス直流モーターの速度／トルク特性
や効率を改善する為の駆動方法に関する。

〔従来の技術〕

１９８６年１２月株式会社オーム社発行の「省力と自動
化」のＰ、３４に記載されている様にブラシレス直流モ
ーターは、機械的整流機構を回転磁界検出素子及び半導
体スイッチング素子に置換えて、従来の直流モーターの
もつ摩耗や保守成いはノイズ等の問題を解消したモータ
ーであり、主にＡＶ、ＯＡ、ＦＡ機器用等比較的速度使
用範囲の狭く、小容量の分野で使用される事が多い。そ
れはモーター自体の効率や発熱等がそれ程問われず、し
かも広範囲に亘って速度／トルク特性の優れたものが要
求されていないことによる。

第３図に、ブラシレス直流モーターの永久磁石と巻線の
位置関係を示す。固定子巻線は、実際は固定子鉄心の磁
極に巻かれるが、簡単にするために固定子鉄心は図示し
ていない。３は回転子１に取りつけられた永久磁石であ
る。第８図は従来の磁極検出及び巻線印加電圧タイミン
グを示す。

第８図（ａ）は、ブラシレス直流モーターの展開図、（
ｂ）は巻線２の誘起々電力、（Ｃ）は巻線２に対する印
加電圧タイミングを示している。図中４は、ホール素子
を磁界検出素子として用いたホールゼネレータである。

第８図Ｃｂ）に示されているように、回転子１の磁極Ｎ
とＳの中間に巻線２の軸中心が位置した時は、誘起々電
力ｅの絶対値が最大となり、磁極の中心に巻線２の軸中
心が位置した時は、誘起々電力ｅと０となる。

このタイミングと同期して、誘起々電力ｅが正の時は、
正の巻線印加電圧を、負の時は負の印加電圧を供給する
スイッチングタイミングを発生できる位置に、ホールゼ
ネレータ４を配置する。

すなわち、誘起々電力ｅと印加電圧とが同一タイミング
となる位置、すなわち巻線２の軸中心に対して電気角で
、π／２だけずれた位置にホールゼネレータ４を取りつ
ける。

これにより、ホールゼネレータ４は回転子１の回転と共
に変化するＮ極、Ｓ極の磁束変化を検出し、巻線２に印
加する電圧の極性を切り換える。

以上の様に、巻線２とホールゼネレータ４の機械的配置
を設定する。

又、比較的小容量のモーターでは、巻線電流に高調波成
分による熱ロスの影響や、それによる効率の低下はそれ
ほど問題にされないため、誘起々電力の位相と同期して
巻線の印加電圧を供給することが多い。しかし中容量以
上のブラシレス直流モーターでは、巻線電流も大きくな
り、電流の２乗に比例して発熱する。場合によっては１
００°Ｃ前後まで昇温し、磁極位置検出用のホール素子
の耐熱限界を越えることもありうる。従って巻線電流は
効率に直接影響されることから、できるだけ少ない高調
波電流が望ましい。

しかし、前述のように小容量のブラシレス直流モーター
においては、特に問題にならない範囲で使用しているた
め、高調波電流減少対策がとられていないのが現状であ
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述のごとく誘起々電力と同位相で巻線印加電圧を供給
すると誘導性負荷の影響で、電流は誘起々電力に対し遅
れ位相となり、無効電力が発生すること、又高調波電流
による発熱（効率）への影響という問題点がある。

本発明者等の研究では、前記遅れ位相をな（すこと、即
ち力率を改善することによってプラシレ　　（ス直流モ
ーターの効率或いは速度／トルク特性が著しく改善され
ること、さらに巻線の高調波電流の除去については、巻
線に印加される方形波交流電圧をパルス幅変調方式によ
り、供給ＯＮ時間の電圧値が正弦波状に近くなるように
、前記位相制御した巻線印加電圧を同期して供給するこ
ことにより、速度／トルク特性や発熱（効率）を改善す
ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のブラシレス直流モーターの駆動方法は、この目
的を達成するため、ブラシレス直流モーターの固定子巻
線電流と誘起々電力とほぼ同等な基本波のＳｉｎ成分と
Ｃｏｓ成分信号より、前記巻線電流と誘起々電力の位相
差を検出し、この位相差が常にほぼ０になるように閉ル
ープ制御することによって、巻線の印加電圧と誘起々電
力との理想的な位相角を求め、巻線に供給する印加電圧
の時期を調整すること。

および、その理想的な巻線への電圧印加時期（位相角差
＝λ）より、Ｓｉｎλ、Ｃｏｓλ値を求め、誘起々電力
とほぼ同等な位相角θより、Ｓｉｎ（θ十λ）、Ｃｏｓ
（θ＋λ）を求め、Ｕ相については、Ｓｉｎ（θ＋λ）
（又Ｖ相、Ｗ相についてはＵ相よりそれぞれ２／３π位
相がずれており、Ｓｉｎ（θ＋λ＋２／３ｇ）、Ｓｉｎ
（θ十λ−２／３ｇ）となるが、以下Ｕ相と位相差±２
／３πあるのみで、考え方は同じであるので、説明はＵ
相のみとする）００点以上及び０点以下になるタイミン
グで、印加電圧時期を決定し、！Ｓｉｎ（θ＋λ）１と
三角波より、パルス幅変調された巻線供給印加電圧を出
力することによって理想的な位相角に対応しかつ高調波
成分の少ない駆動方法を特徴とする。

〔作用〕

以下に、本発明による巻線印加電圧の切え換え時期調整
方法及びパルス幅変調方法について説明する。

今、誘起々電力と巻線電流の位相差をψとする。

このψを求める手段として、第４図の如く継鉄■に取り
付けられた永久磁石■の側面に地点■を中心として、電
気角で±９０°区間に亘って電気角で例えば３′づつ合
計６１個のホールゼネレータ（又は光検出可能なスリッ
ト、反射材或いは磁気的センサー）を配置し、Ｕ相の誘
起々電力と同相のｅ８信号（Ｓｉｎ信号）と９０”位相
が異なるｅｃ倍信号Ｃｏｓ信号）を処理回路で作る。こ
れらｅ、、ｅｃ倍信号び巻線電流ｉ　（いずれも高調波
成分を含む）は、 ｅ、＝ΣＥｎＳｉｎｎθ　　　　　　・・・・・・（１
）ｅｃ“ΣＥｎＳｉｎｎ（θ＋ｘ　／　２　）　・・−
・−・（２）ｉ＝ΣＩｍＳｉｎ（ｍθ＋ψｍ　）　　−
・・・（３）と表わされる。今ｅ、−ｉとｅｅ−ｉ（電
気角で２π毎の平均値）なる信号処理を行なうと、とな
るが、ｅ３が高調波成分を含まないようにすると Ｅｚ＝Ｅ３＝・・・・・・０　　　　　　　　・・・・
・・（５）となり 同様に ４　π 従って ｅ、・ｉ ＝　ｔａｎψ　　　　　　　・・・・・・（８）ｅｃ−
１ となり、高調波成分を含む電流ｉとｅ％＋　　ｅＣより
誘起々電力と巻線電流間の位相差ψを検出することがで
きる。第２図にそれらのベクトル図を示す。

この位相差ψが常にほぼ０になるように積分制御を行な
うことによって、理想的なずれ角λが求まる。このλに
対応したＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチングタイミング及びパ
ルス幅変調信号をモータードライバーへ供給することに
よって、誘起々電力と巻線電流の位相が同位相となり、
力率が改善される。

又方形波交流印加電圧をＰＷＭ化することによって巻線
に流れる高調波成分の比率が高次の方へ移行し、その結
果熱ロスが減少しモーター全体の効率が向上する。

このようにブラシレス直流モーターのスイッチングを位
相ずれ角λだけずらすとこと、及び巻線印加電圧をＰＷ
Ｍ化することによって、モーターの速度／トルク特性及
び効率が大幅に改善することが可能となる。

〔実施例］ 以下、本発明を実施例に基づいて具体的に説明する。第
１図は、本発明の実施例を示したものである。

図中４はブラシレス直流モーター、ｌＯはホールゼネレ
ータ（又は光、磁気的センサー等）を示している。７は
電流検出用センサーであり、この信号はψ検出演算部８
へ入力される。

又信号ｌＯは、Ｕ相の誘起々電力と同相の正弦信号と余
弦信号ｅｓ、ｅｃを発生する為回路５へ入力される。ｅ
ｌ＋ｅｃ信号は、センサー７の電流と共にψ検出回路８
へ入力されて、Ｕ相の誘起々電力と同相の巻線電流の位
相差ψを求める。このψはλ制御部６に入力されて演算
部８からの目標値ψと比較し、偏差が０になるように積
分制御される。Δψがほぼ０に制御された時の理想的な
ずれ角λがスイッチング、ＰＷＭ発生回路１へ回路５か
らのｅ＠、ｅｃ　と共に入力されて、ｕ、ｖ。

Ｗ相のλだけ位相がずれたＰＷＭスイ１．アンプパルス
が発生し、ゲートコントロール回路２へ出力され、パワ
ートランジスタブリッジ３を制御し、モーター４の印加
電圧のタイミングが決定される。

第１図の破線部を詳述したものが、第７図のｅｆｉ＋ｅ
ｃ発生回路と第５図のλ制御部、スイッチングＰＷＭ発
生回路である。

第７図（ａ）は、Ｕ相の誘起々電力と同相の正弦信号と
余弦信号を発生する回路である。同図■は永久磁石の展
開図を示す。■は、■との位置関係も示す検出器取付位
置である。

検出器は、同図ではＮとＳの中間点を中心に電気角で：
９０’〜＋９０″即ち１８０°区間に出来るだけ多くの
センサーを配置する。これは、ｅｓ＋ｅｃ信号をよりな
めらかにし分解能を上げることによる。

■はセンサーのアンプで、■はセンサー−ｌ〜０〜＋２
点の加算用抵抗群であり、この抵抗群はＳｉｎ、　Ｃｏ
ｓカーブを発生させるために可変抵抗とし、十！〜０〜
−１点の加算をオペアンプ■で行い、ｅ、信号とする。

第７図（ｂ）にこれを示す。

又十２〜＋１点の加算と符号反転をオペアンプ■で行い
、この出力と−！〜−１点を加算するオペアンプを■に
示す。この出力がｅｃであり、第７図−（ｂ）に示す波
形となる。このｅ、、ｅ。信号がψの検出、ψ→０．λ
の計算→スイッチングタイミングの発生時のベースとな
っている。

第５図■の■は、高調波成分を含んだ巻線電流、■はｅ
ｔ、■はｅｃで、■はｅ、ＸｉとｅｅＸｉ信号を作るた
めの掛算器、■、■はｅ、Ｘｉ、ｅ。

×１を電気角で０〜２πの区間平均化するための積分器
でそれらの出力はそれぞれＥｉＳｉｎψ、Ｅ、ｌＣｏｓ
ψとなり、積分器■の出力を積分器■の出力で割ればｔ
ａｎψとなる。

即ちこのψ＝０が理想となるため■のｔａｎψの目標値
＝Ｏとすれば、ｔａｎψとの偏差Δｔａｎψ＝ｔａｎψ
え−ｔａｎψが０になるように積分器［相］で積分制御
し、出力として理想的なずれ角λが決まる。

このずれ角λは、第５図■の！Ｏ１０へ入力されるが、
■＠はλなる電気角をＳｉｎλ、Ｃｏｓλに変換する関
数器で、Ｓｉｎλは掛算器＠へ、Ｃｏｓλは掛算器［相
］へ出力され、■より＠ＳｉｎλＳｉｎθと■Ｃｏｓλ
Ｃｏｓθを、又［相］より＠　Ｓ　ｉ　ｎλＣｏｓθ＠
ＣｏｓλＳｉｎθが出力される。

これらの信号は、λだけ位相がずれた。、ｖ。

Ｗ相のＳｉｎ信号即ちＳｉｎ（θ＋λ）、Ｓｉｎ（θ＋
λ＋２／３　π）　、　　Ｓｉｎ　（θ＋λ−２／３π
）をイ乍ルタめに使用される。

これらの信号は、 Ｓｉｎ（θ＋λ）＝Ｃｏｓλ・Ｓｉｎθ十Ｃｏｓθ・Ｓ
ｉｎλ・・・・・・（９） Ｓｉｎ（θ＋λ＋２／３　ｘ　）　＝　Ｃｏｓ２／３　
π−Ｓｉｎ（θ十λ）　＋Ｓｉｎ２／３　π・Ｃｏｓ　
（θ＋λ）・・・・・・００） Ｓｉｎ（θ＋λ−２／３　π）　＝Ｃｏｓ２／３　ｚ　
−Ｓｉｎ（θ＋λ）　−Ｓｉｎ２／３１ｔ　・Ｃｏｓ　
（θ＋λ）・・・・・・（１１） であるから、右辺の信号を作れば良い。

従ってＳｉｎ（θ＋λ＋２／３π）の信号は、０のＳｉ
ｎ２／３π・Ｃｏｓ（θ＋λ）と、＠のＣｏｓ２／３π
・Ｓｉｎ（θ＋λ）を加えた信号０となる。

又Ｓｉｎ（θ十λ−２／３π）の信号は０のＳｉｎ２／
３π・Ｃｏｓ（θ十λ）と０のＣｏｓ２／３π・Ｓｉｎ
（θ＋λ）のマイナス値を加えた信号０となる。

故にＵ、Ｖ、Ｗ相のそれぞれの位相は、ｕｌＥＩの誘起
々電力の位相θに対して［相］のＳｉｎ（θ＋λ）。

Ｓｉｎ（θ＋λ＋２／３π）＠のＳｉｎ（θ＋λ−２／
３π）となり、３相分の理想的なずれ角を考慮したタイ
ミングを得ることができた。Ｑ−■はＵ相の位相ずれ角
に対応したスイッチング時間とパルス幅変調信号を作る
ロジックであり、■のスイッチングパルスと■のＰＷＭ
パルスを第１図２のゲートコントロール回路へ出力し、
誘起々電力の符号及び理想ずれ角λに合った巻線のＰＷ
Ｍ印加タイミングが決定される。

これらの様子を第６図に示すが、同図（ａ）はＵ相の誘
起々電力波形を、（ｂ）は理想的な位相角Ｓｉｎ（θ＋
λ）での波形を示す。（Ｃ）は第５図■の出力波形であ
り、Ｓｉｎ（θ＋λ）との電位のコンパレート結果であ
る。

［有］はＳｉｎ（θ＋λ）の絶対値を示し、第６図の（
ｄ）の波形である。■は第６図の（ｄ）の波形に（ｅ）
の三角波を掛算したものであり、（ｆ）の波形となり第
１図２のゲートコントロール回路へ第６図（Ｃ）と（ｆ
）が出力される。

以上のように高調波成分を含んだ電流とＵ相の誘起々電
力と同相のＳｉｎ信号信号色３ｏｓ信号信号上り誘起々
電力と巻線電流との位相差ψを検出し、このψ！＝ｉｏ
にするため積分制御系を構成している。

この結果巻線印加電圧と誘起々電力の理想的なずれ角λ
を求めることができる。

故に誘起々電力の位相と巻線電流との位相ずれがほぼＯ
で力率Ｃｏｓψ″、１となり、第９図に示すように速度
／トルク特性が大幅に改善された。

又、ＰＷＭ化による高調波電流の減少例を第１０図、第
１１図に示す。両図とも（ａ）はＹ結線時のＵ相のコイ
ル両端の１２０°通電電圧波形を、（ｂ）はこの時のＵ
相の電流波形、（Ｃ）は（ｂ）のスペクトル分析結果で
ある。

第１０図は１２０°通電のＰＷＭ化なしの時で第１１図
は第１Ｏ図の（ａ）の電圧の両サイドのみの簡単なＰＷ
Ｍ化の例であり、両図の（Ｃ）を比較すると第１１図の
第５．第７の高調波成分が大幅に減少していることがわ
かる。

このことは効率ηは次式より 但し　■ａ：巻線電流 ｖ：　〃電圧 Ｃｏｓψ：力率 に：高調波数 ■、：　〃電流 Ｒ：巻線抵抗 分母の第２項が小さくなり、効率ηが増加することを意
味する。

なお、■相、Ｗ相についてもＵ相と同様な方法で行なわ
れるので詳細については省略する。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明においては巻線に流す電流と
該巻線の誘起々電力との位相差が常にほぼ０となるよう
に制御することによって、巻線に印加する電圧の切り換
え時期、即ちスイッチングタイミングを調整しかつＰＷ
Ｍ化している。

これによって第９図に示すように直流機の速度／トルク
特性■は、供給電圧のＶ＋　、Ｖｚ　、Ｖｚ毎にほぼ平
行直線となっているが、通常のブラシレス直流モーター
の駆動方法、即ち誘起々電力と巻線電流の位相差制御を
していない場合は■のローロ線のごとく負荷が少し増大
すると回転数が極端に減少して使用しにくい、しかし、
位相差制御を行なうことによって力率が改善されてΔ−
Δ線のように負荷の増大に対し速度が大きくは減少して
いないことがわかる。又ＰＷＭすることによって高調波
電流、特に第５．第７．第９が減少し、高次の方へ割合
が増大することによって、高調波電流の絶対値が減少し
、トータルの熱ロスが減少し、モーター全体の効率が向
上する。

従って本発明による時、速度／トルク特性及び効率が大
きく改善され、広範囲な速度変動、負荷変動を要求され
る用途に使用する場合、その効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるブラシレス直流モータースイッ
チング制御システム構成を示すブロック図、 第２図は誘起々電力と巻線印加電圧及び巻線電流のベク
トル図、 第３図はブラシレス直流モーターの永久磁石と巻線の位
置関係を示す概略図、 第４図はｅ１＋ｅＣ信号を発生するためのセンサー配置
、 第５図は電流ｉとｅ、、ｅ。よりψを求め、ψ→０なる
制御を行なう事によりλを求め、ｕ、ｖ。 Ｗ相のλ角度位相ずれしたスイッチング信号及びそのＰ
ＷＭ化のパルス発生回路、 第６図は誘起々電力の位置に対し、λだけ位相がずれた
ＰＷＭ化パルス発生タイミングチャート、第７図は第４
図のセンサーよりｅＳ＋　　ｅＣを発生するブロック図
、 第８図は磁極と誘起々電力の関係及び誘起々電力と従来
の巻線印加電圧タイミングを示す説明図、第９図は従来
の直流モーターと位相制御有／無のブラシレス直流モー
ターの速度／トルク特性の比較を示すグラフ、 第１Ｏ図、第１１図はＹ結線時のＵ相のＰＷＭの有無側
のコイル間の電圧、電流波形とスペクトル分析結果を示
す説明図である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. １．　ブラシレス直流モーターの巻線電流（高調波成分
   を含んだもの）と、誘起々電力とほぼ同等な基本波のＳ
   ｉｎ成分とＣｏｓ成分信号より、前記巻線電流と誘起々
   電力の位相差を検出し、この位相差が常にほぼ０になる
   ように制御することによって巻線の印加電圧と誘起々電
   力との理想的な位相角を求め、この位相角に応じて巻線
   に供給する印加電圧の時期を調整することを特徴とする
   ブラシレス直流モーターの駆動方法。
2. ２．　前記１．で求めた理想的な巻線への電圧印加時期
   （位相角＝λ）より、ＳｉｎλＣｏｓλ値を求め、前記
   １．の誘起々電力の位相角θとでＳｉｎ（θ＋λ）、Ｃ
   ｏｓ（θ＋λ）を作り、ｕ相についてはＳｉｎ（θ＋λ
   ）、又ｖ相、ｗ相はｕ相よりそれぞれ２／３π位相がず
   れたＳｉｎ（θ＋λ＋２／３π）、Ｓｉｎ（θ＋λ−２
   ／３π）より、印加電圧時期を作り、Ｓｉｎ（θ＋λ）
   と三角波より、スイッチング時期を考慮し、かつパルス
   幅変調（ＰＷＭ）された信号を出力することによって、
   前記１．に述べた理想的な位相角の電圧供給でかつ高調
   波電流成分が少ないことを特徴とするブラシレス直流モ
   ーターの駆動方法。