JPH06503464A - 永久磁石形モーターのトルクリップルを補整する装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ンモー　−のトルクリップル　る ｉ！亙圭旦１１ １豆立１１ 本発明は、モーターの制御に関し、より詳細には永久磁石形モーターのトルクリ ップル（脈動）を補整する装置および方法に関する。

永久磁石を用いた交流発電機と、出力駆動信号が交流発電機のロータの位！と同 調する、インバーター装置との組み合わせを含むモーター装置の応用分野の代表 的なものとして、永久磁石形モーターの利用は、一般的によく知られている。こ のようなモーターは、その技術分野ではブラシレス直流駆動モーターとして知ら れており、またその形態は、独立して励磁される界磁巻線を有する、通常の整流 子タイプの直流モーターと幾分類似している。また、このモーターを、インバー ターが作動する直流電圧の大きさに略比例する速度でモータを回転させるための 単純矩形波形を有するインバーター駆動出カ信号を使って、駆動することも知ら れている０発生したトルクは、通常直流電流と比例する。また、可変直流電圧に より駆動されるモータの動きと同様の動きを行なわせるため、パルス幅変調（Ｐ ＷＭ）式インバーター駆動電圧によりこのモーターを駆動することも知られてい る。

従来のブラシレス直流モーターの類には、従来の整流子タイプの直流モーターと 比較した場合、特に、両者のトルクリップルおよび発生するノイズを対照した場 合に、利点および欠点がある。従来のブラシレス直流モーターは、大きなトルク リップルを発生する。これは、主に、モーターを駆動する相の数が、従来の整流 子タイプの直流モーターにおいて整流子片の数が比較的多いのに比べて、比較的 少ないことに起因する。従来のブラシレス直流モーターにより発生するノイズは 、高トルクリップルあるいは駆動電圧波形において相整流およびパルス幅変調（ ＰＷＭ）幅の比較的速く変化することにより、大きくなる傾向がある。

モーターにより発生されるトルクリップルおよびノイズを減少させることは、特 に発生されるノイズが問題となる場合に、望ましい。そのような実例としては、 例えば潜水艇の推進エンジンへの応用が挙げられる。潜水艇が走行する水中への 直接的でかつ遮るのが難しい伝達経路があるトルクリップルは、ノイズの発生源 として特に重大である。

ブラシレス直流モーターのトルクリップルおよびノイズを減少させるための一般 に知られた方法の一つとして、角度の略正弦関数として与えられる界磁束と電機 子電流を生成し、次にインバーター装置を作動させると共に、時間の略正弦関数 である、印加駆動電圧を生成するようにインバータ装置の出力をフィルターにか けるものがある。この方法を用いることにより、ブラシレス直流モーターの動き が交流モータの動きと近似する。トルクリップルとノイズは減少されるが、この 方法は、モーターの大きさを増大させ、またモータの出力を減少させることから 、一般的に満足な結果を得ることができない。さらに、トルクリップルおよびノ イズを減少させる上記方法は、所望の波形に近似させることが困難で複雑あり、 ときに不可能であるため、幾分限界がある。

したがって、本発明は、出力トルクを正確に制御し、ノイズの発生を最小限にす るための、永久磁石形モーターおよびソリッドステートパワーインバーターの組 み合わせを提供することを目的とする。

本発明はまた、ノイズの発生を最小限に抑えることよりも、むしろ高いトルクを 発生させることを考慮して、モーターの設計ができるようにすることを目的とす る。

本発明はまた、モーターを駆動する電流波形を制御することによって、モーター のノイズを減少させることを目的とする。

及旦Δ口ｉ！ 本発明にしたがって、多相永久磁石形軸界磁モーターにおける、トルクおよびト ルクリップルを制御する装置および方法を開示する。このモーターに所望のトル クを出力させるため、このモーターの巻線を励磁するために必要な電流を示す入 力電流信号は、直接トルクを制御するための開ループ制御信号として、またはあ る外部制御装置からのエラー信号として供給される。このモーターの各々の回転 軸位置における補整因子に相当する値を持ったテーブルは、その後の読出のため に記憶装置に記憶される。各補整因子は、前記モーターの各々の回転軸位置に関 して、リップル発生に寄与する発生源を補整することによって該モーターが実質 的にリップルを含まないトルクを出力させるために、前記入力電流信号に与えら れる修正値を定義する。上記リップル発生に寄与する発生源とは、例えばノイズ 、回転軸の位置に依存する負荷トルクにおける周期的な変化、および回転軸の位 置に依存する他の系統的な変化である。

モーターの各々の回転軸位置において補整因子修正値に従って修正された入力電 流信号は、＊二の電流コマンド信号を与える。モーターの各々の回転軸位置にお ける電流の振幅に対応する乗算する数値を持ったテーブルは、その後の読出およ び第二電流コマンド信号への適用に関して、電流調整制御信号を生成するために 、記憶装置に記憶されろ。

モータの各相に係る駆動電流は、モーターの各々の回転軸位置における電流調整 駆動信号に応答して生成される。これにより、モーターの出力トルクは、所望の 大きさであって、かつリップルのない特性を持つ。

１にｉ皇皇五ｊ 上記および他の特徴は、以下に記載された実施例および図により理解される。

図１は、本発明の一般的な方法および装置を説明する機能的ブロックダイヤグラ ムである。

図２は、従来のブラシレス直流モーターの電機子巻線を示す図である。

図３は、本発明に係るモーターの電機子巻線を示す図である。

図４は、典型的な永久磁石形モーターの所定の速度における起電力（ＥＭＦ）を 示す波形である。

図５は、正弦波コマンド電流波形、およびインバータ回路の計算されたパルス毎 の応答波形を示している。

図６は、出力トルクが高トルクリップルを示す場合における、図５に示した正弦 波コマンド電流制御波形に相当する出力トルク波形を示す。

図７は、本発明によって修正された正弦波コマンド電流波形、およびインバータ 回路のパルス毎の合成応答波形を示している。

図８は、トルクリップルが実質的に排除された場合における、図７に示した修正 されたコマンド電流波形に相当する出力トルク波形を示している。

図９は、修正された電流コマンド信号およびサイン電流コマンド儒号平均出力パ ワー間での出力パワーの差異を示している。

図１０は、本発明の方法の一つの実施例を示したフローチャートである。

ましい　の・　なｔ日 本発明を具体化する、図１に記載されたブロック図として描かれた制御装置の特 徴と利点をより深く理解するために、次の内容について述べる。モーター設計に おいては一般的に、出力変動を最小限に留めろため、回転軸の位置の変化に関し て最大の配慮、考慮が払われている。通常の設計における配慮とは対照的に、本 発明は、たとλ出力変動を回転軸位！の相関的要素として考慮するとしても、そ れは単に二次的なものとし、飽（まで高動作性および高トルク発生を与又るよう にモーターを設計できるようにするものである。

本発明では、高帯域電流制御装置からモータに流れる電流が、所望の出力トルク を得るために、またトルクリップル制御手段や他の公知のノイズ抑制手段を用い てノイズの発生を制御するために、制御される。

本発明でのモーターは、より新規な希土類磁石材料のうちの一つの磁石材料を利 用した永久磁石交流発電機形が好ましい。その希土類磁石材料系の、例えばネオ ジウム−鉄−ボロン等、どのような動作温度下でも扱うことができるため好まし い。あるいは、希土類磁石材料、例えばサマリウムコバルトは、広範囲の温度下 に亘って使用することができる。本発明の更なる特徴によれば、モーターの設計 者は、モーターの特殊な応用に応じて、モーターの形態を選択することが可能で ある。例えば、永久磁石は、ロータまたはステータに設けられ、さらに空隙は、 径方向または軸方向の磁束に沿わせる構成とすることができる。

モーターを選択する際、磁気抵抗トルクの原因となる要素を実質的に減少させる ために、顕著な強磁性の特徴を全く有しない磁石の支持構造を利用することが最 も望まれている。顕著な強磁性要素を全く有しないモーターの設計は、また磁石 支持部とコアとの間の不安定な磁気吸引力を減少させる０Ｍ１気吸引力は、直接 的にはロータが一方から他方へと引かれる際に、または、間接的にはベアリング の負荷が増加されることで、ノイズの発生源であると確認されている。また、モ ーターの磁気回路の永久磁石部分が、強磁性材料を含有していないことが好まし い。

相対的に低い最高回転速度時に高トルクを発生するモーターの好ましい実施例は 、ロータに設けられ、軸方向に磁化された永久磁石を有する円盤交流発電機タイ プである。好ましいモーターの実施例はまた、軸磁束永久磁石円盤モーターとし て知られている。このモーターの磁束は、ロータ円盤の一側にステータを置き、 ローター円盤の他側に同様のステータを入れたローター両側の軸方向の空隙を横 切る。このようなタイプのモーターの形態では、磁石支持部は、上述したように 顕著な利点をもたらすところの際立った強磁性要素を有しない、非強磁性材料か らなるものある。

モーターの一般的な構造と操作に関する情報は、米国特許Ｎｏ、　４．４４３． ９０６に記載されている。このモーターは、非強磁性材料からなり、ラジアル方 向に配置された永久磁石により形成されたロータと、ラジアル方向に配置された 電機子巻線によって形成されたステータとを有する。そして、このモーターの回 転は、３相スイッチング回路による励磁によってロータに伝えられる。電機子巻 線からなるコイル部分は、電機子巻線の電界と上記永久磁石の磁界との間で正確 な相タイミングを維持するために電機子ｔ！１線の全体にわたって電流を効果的 に変化させるように、上記永久磁石によって発生する磁界に対して９０度の角度 で電流を伝える。より詳細は米国特許Ｎｏ、　４．４４３．９０６に開示され、 その開示内容は、本明細書中に生かされる。

米国特許Ｎｏ、　４．８６８．４７７は、可変磁気抵抗モーターにおけるトルク およびトルクリップルを制御する方法および装置を開示している。米国特許Ｎｏ 、　４．１１６８．４７７に開示された磁気抵抗モーターよりむしろ軸磁束永久 磁石円盤モーターを利用する本発明は、ノイズ、主にトルクリップルによるノイ ズが主たる問題となるような適用の場において、磁気抵抗モーターに係る多（の 問題点を解決する。

可変磁気抵抗モーターの操作は、ステータのインダクタンスの変化を必要とする こと、また与えられる如何なるトルクリップル補整も、モーターの基本的な角度 依存操作に基づいてなされなけらばならないことは、知られている０例えば、磁 気抵抗モーターを、矩形または正弦波状の電流波形により駆動することは、主に 角度に依存するトルクをこのモーターに出力させ、またリップル電流の振幅は、 モーターの正味の出力トルクと同様な大きさである。したがって、磁気抵抗モー ターは本来、たとえ理想的あるいは最適な動作条件下であっても高いトルクリッ プルを有する。米国特許Ｎｏ、　４．８６８．４７７の方法および装置は、利用 される磁気抵抗モーターのトルクリップルを減少させるが、トルクリップルに起 因するノイズを減少または除去するのに必要な補整がなされるまでには至ってい ない。

軸磁束永久磁石円盤モーターの磁気設計やモーターの設計構造は、本来的に、適 度に滑らかなトルク対角度特性を与える。上記磁気抵抗モーターとは対照的に、 軸磁束永久磁石円盤モーターは、ロータの回転位置に伴い比較的小さいステータ インダクタンスの変化をもたらす。

実質的に、永久磁石により構成されるロータ（回転子）の磁気回路は、およそ１ ．０９の比透磁率の線形磁性材料のような勾配で動作する。上述したように、磁 石と区別されるロータの他の部分もまた、通常の動作トルクと比して、結果とし て生じる磁気抵抗トルクを無視しすることができる非強磁性材料から構成される ことが望ましい。

本発明によるモーターは、上述した従来のブラシレス直流モーターの類とは区別 され、特に、電機子巻線間、および電機子巻線と駆動インバータ間での結合にお いて異なっている。図２に示すように、ブラシレスＤＣモータ−１０は、３つの 巻線１２．１４．１６を有している。これら３つの巻線１２．１４．１６は、各 々の端部１８．２０．２２とＹ字状回路形態となるように接続されている。端部 １８．２０．２２は、励磁電圧ソース、つまり相Ａ、相Ｂ、相Ｃと接続されてい る。巻線１２．１４．１６の他端部２４．２６．２８は、互いに接続されている 。この技術分野における通常の知識を有する者には知られているように、キルヒ ホフの電流法則は、巻線での電気相電流間に一つの関係を提示している。そのた め、一つの所定の巻線での電流は、他の巻線の各々での電流に依存しまた関連し ている。これに対して、本発明のモーターにおける各モーター相巻線の電流は、 他の巻線の各々での異なった電圧相には関係なくまた依存することなく制御され る１図３は、モーター３０を示しており、モーター相巻線３２は、その両端に端 部３４および端部３６を有しており、これら端部３４．３６は、関連する励磁電 圧ソース、つまり相ＡおよびニュートラルＮＡにそれぞれ接続されている。同様 に、モーター相巻線３８は、その両端に端部４０および端部４２を有しており、 これら端部４ｏ、４２は、関連する励磁電圧ソース、つまり相Ｂおよびニュート ラルＮ、にそれぞれ接続されている。また同様に、モーター相巻線４４は、その 両端に端部４６および端部４８を有しており、これら端部４６．４８は、関連す る励磁電圧ソース、つまり相ＣおよびニュートラルＮｅにそれぞれ接続されてい る。各モーター巻線３２．３８．４４ば、それぞれフルＨ−ブリッジインバータ の出力により励磁され駆動される。

これらモーター相巻線３２．３８．４４は、ニュートラルへの低インピーダンス 接続を用いた星形状に接続されてもよい。

直流電源は、中央点への低インピーダンス接続により、直列に接続された二つの 対称的な電圧源である。低インピーダンス導線が、直流電源の中央点およびモー ター相巻線による星形接続のニュートラルの間に接続さ−　れる。このような星 形の形態では、各々のモーター相巻線は、単純半波形ブリッジインバータ回路に より駆動信号が供給される。

ＰＷＭリップル振幅を最小にするため、またロータ電流制御回路に対する素早い 応答を可能にするために、高周波数で作動するパルス幅変調（ＰＷＭ）インバー タ駆動回路を供給することが望ましい。インダクタンスとスイッチングによる損 失を最小限に抑えるための通常の考慮は、高周波数回路を設計する場合のように 、動作全般を強化するためになされる必要がある０本発明の出願人は、ＩＧＢＴ （絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）をインバータのスイッチング要素として 利用することも好ましいことを見出した。

上述した、トルクリップルに寄与する発生源に加えて、永久磁石形モーターにお けるトルクリップルを発生させるのに関与する他の主要な原因は、軸位置の関数 としての空隙における磁束の変化である。この磁束の変化は、単位電流当りのト ルクで定義されるトルク係数において周期的な変化を引き起こす。例λば、もし その巻線が、モーターの作動中時間経過により変化しない電流により駆動される と、平均トルクはこの電流と比例するが、瞬間のトルクはロータの回転位置によ り変化する。

トルクリップルの他の原因は、コギングトルク（ｃｏｇｇｉｎｇ　ｔｏｒｑｕｅ ）に起因する。このコギングトルクとは、モーターが電機子歯を有している場合 に発生し、歯構造を好ましい方向性を持たせて整列させるその永久磁石の傾向に より発生する。このコギングトルクは通常、如何なる非線形効果も無い場合には 、負荷電流から独立している。しかしながら、コギングトルクは、回転軸位置に 左右される。

モータートルクに与える影響は、例えば、とりわけ磁気抵抗効果等、他の原因を 含んでいる。トルクに関する全変化の大部分は、ロータ位置と電機子電流との再 現可能な関数である。本発明の他の特徴は、モーターの設計を複雑にすることな （、モーターの電流をロータの位置の関数として定義することにより、モーター トルクの周期的な変化を無くすことである。特に、回転軸位置フィードバックは 、モーター装置の応用のなかで既に提起されており、そのフィードバックにはブ ラシレス直流装置における、スイッチング要素の適切なタイミングがめられる。

さらに、モーター電流フィードバックはまた、通常、モーター巻線を励磁するの に用いられるインバーターの制御に使用される。本発明によれば、モータートル クの周期的変化を無（すために、モーターに対する、電流コマンド入力制御の適 当な機能的依存関係は、適切に定義され、また選択されなければならず、ハード ウェア面において、要求される機能的な依存関係を得るための実際的で、経済的 で信頼性がある方法は、利用可能でなけらばならない。

整流をし続けながらも電流依存要因の原因となる適当な電流駆動波形の適切な選 択を行なうには、如何なる所定の相のコマンド電流制御を二つの明確な部分とし て区分されなければならない、その篤−の部分は、その関数の独立値がロータの 位置であるところの、振幅関数対相対電流との関係として考えることができる。

第二の部分は、どの瞬間でも全ての相で同様である瞬間グローバルコマンド電流 である。モーターの各相に対する電流制御１号は、それら二つの構成要素により 生成されたものである。上記瞬間グローバルコマンド電流値は、モーターに対す る重要な制御入力としても機能している。該瞬間グローバルコマンドは、該モー ターが電流と略比例したトルクを発生するため、開ループのトルク制御として利 用してもよい。

速度制御または他の制御される機能を供給するために、更なるフィードバックル ープを利用してもよい。上記速度制御または他の制御される機能とは、例λば最 大トルクを発生させるため、またはトルクリップルのある要素を取り除（ために 動くものである。整流を行なう重要な条件は、角度関数と対比した相対電流が、 相導体が極から極へ通過する位置において零（０）を通過する場合に満足される 。相対電流が、それぞれ定められた位置依存関数に従っている限り、磁場および 電機子電流の相互作用は、位置依存利得を伴った電流の振幅と直接比例するトル クを発生する。

磁場と電様子電流の相互作用がトルクに及ぼす唯一の原因であると極限した場合 には、利得と反比例の関係となる電流振幅における変化は、角度運動と対比して 一定のトルクを発生させる。一定のトルクを発生させるために必要とされるグロ ーバル電流コマンド信号は、他の原因がモーターのトルクに影響する際にトルク 定数とは単に反比例の関係となるより一般的により複雑なものになる。しかしな がら、グローバル電流コマンド信号は、非線形でない場合において位置としての みの関数として存在する。

図１は、本発明の実施例である制御装置およびモーターの機能ブロックダイヤグ ラム５０を示している。プログラム可能なリードオンリーメモリ（ＦＲＯＭ）は 、各相の電流コマンドを決定するために順に利用される回転軸位！依存電流特性 情報を表す、ディジタル信号を配憶するために利用される。グローバル電流コマ ンド信号は、機能ブロック５４で示される乗算器の入力５２に接続される。この グローバル電流コマンド信号は、上述したように、トルク制御のための開ループ 信号として利用することができ、あるいはモーターがその回転速度または他の働 きを調整する外部制御ループを有する適用例においては、入力５２への入力は通 常、上記外部制御ループのエラー出力信号である。乗算器５４に接続する第二人 力５６は、機能ブロック５８により指定されるＰＲＯＭテーブルに記憶されたグ ローバル電流補整指標の関数である信号を受け取る。

乗算器５４の出力６ｏは、各相と協働する個別の電流制御器に入力され、これら 個別の電流制御器は、図１中で破線により示されたボックス６２．６４および６ ６である。電流制御器６２．６４．６６は、それぞれ乗算器６８．７０．７２を 有している。乗算器５４の出力６゜は、乗算器６８の入力１３０、乗算器７ｏの 入力１３２、および乗算器７２の入力１３４と接続されている。

各電流制御器６２．６４．６６は、それが駆動するモーターの相巻線を別にする と、実質上、互いに同様のものである。したがって、電流制御器６２に関する説 明は、電流制御器６４．６６に関して同様に適用される。

乗算器６８の出カフ４は、加算回路７６と接続されている。加算回路７６の出カ フ８は、ＰＷＭ調整制御回路８０の入力に接続されている。ＰＭＷ！１ＩｌｉＯ 回路８０の出力８２は、インバータ８４に接続されている。このインバータ８４ は、モーター８８の所定の回転軸位置での所望の補整にしたがって、大きさと波 形を有するモーター相巻線駆動電流をその出力８６に出力する。このインバータ ８４による出力はまた。フィードバックループ９２を介して加算回路７６の第二 人力９０にフィードバックされ、乗算器６８の出カフ４にて所望の入力信号と比 較される。これにより、ＰＷＭ制御回路８０を作動させるために出カフ８にてエ ラー偏差信号が順次生成され、インバータ８４から出力される所望の電流が得ら れる。

電流制御器６４は、加算回路９６に接続された乗算器７０の出力９４を有してお り、この加算回路９６の出力９８は、ＰＷＭ調整制御回路１００に接続されてい る。

このＰＷＭ調整制御回路１００に接続された出力１０２は、インバータ１０４と 接続され、インバータの１０６により、モーター相巻線駆動電流は、モーター８ ８の相を励磁させ、そしてフィードバックループ１１０を介して加算回路９６の 入力１０８にフィードバックされる。

電流制御器６６は、加算回路１１４と接続された乗算器７２の出力１１２を有し ており、加算回路１１４の出力１１６は、その人力１１２および入力１２６にお けるフィードバック信号間での差信号であり、該フィードバック信号は、インバ ータ１２２から出力１２４を通り、フィードバックループ１２８を介して伝わる 信号である。

ＰＲＯＭ１３６は、ディジタルの形態にて情報を記憶し、ロータ位置の関数とし ての相対電流振幅特性をホするものである。モーター８８のロータ位置は、公知 技術を用いることにより検出される。この公知技術とは、例えば、モーター８８ の回転軸に直接接続されるか、あるいは軸上に設けられたセンサーを検知する、 光学または磁気エンコーダである。本実施例では、モーター８８の回転軸の回転 軸位置を表す信号は、決定され、そして出力を有することが望まれる軸の各回転 軸位置に関してフィードバックループ１３８上に供給される構成としており、こ の構成に関してはこの開示内容で十分であろうと考久る。出力回転軸符号化信号 は、ＰＲＯＭ１３６の入力１４０に伝送され、乗算器６８．７０．７２への出力 のためにメモリー中の対応する位置に記憶された情報にアクセスするために、Ｐ ＲＯＭ１３６用の入力アドレスとして機能する。ＰＲＯＭ１３６は、乗算器６８ の入力１４４に接続する第一出力１４２を有している。ＰＲＯＭ１３６の第二出 力１４６は、乗算器７０の入力１４８に接続されており、ＰＲＯＭ１３６の第三 出力１５０は、乗算器７２の入力１５２に接続されている。

一つのモーターにおける電流振幅関数の周期性および共通する対称的要素のおか げで、一つの相対電流振幅関数特性を生成することにより、また各相が制御され るための所定の因子によって情報を記憶するルックアップレジスタをシフトさせ ることによって、単一のＰＲＯＭを利用することが可能である。ＰＲＯＭ１３６ はまた、区画化されたメモリーを有する構成としてもよ（、その場合には、各相 に関する相対電流振幅関数特性がその後の読出のために記憶され、また、如何な る相の非対称性や他の因子を補整するために、上記相対電流振幅関数特性は、他 の相に関する相対電流振幅関数特性と異なっていてもよい。

グローバル電流補整関数信号を決定するために、ある瞬間毎に計算が必要とされ る場合においては、効率的な動作を行なわせるには、−カ所に位置依存情報を記 憶することが好ましい。この計算は、時間の増加分毎に行なわれてもよい。また 、コマンド電流は、時間の増加分毎に乗算することにより決定されてもよい０図 １の機能ブロックダイヤグラムに示すように、グローバル電流補整特性情報は、 アクセスされ、メモリーから読み出され、そして、フィードバックループ１３８ を通って入力１５４に供給される出力回転軸符号化信号に従って、乗算器５４の 入力５６に出力される。入力１５６はまた、ノイズおよび他の原因特に確認され る動作状況に起因するトルクリップルを減少させるための補整を行なうために、 グローバル電流補整ＰＲＯＭ５８に記憶された異なる電流補整特性にアクセスす るために、入力１５６は、回転軸符号化信号とともに利用されてもよい。

要求されるグローバル電流補整特性が、電流に左右されずロータ位置のみに関す る関数である非常にシンプルな状況下では、相対電流振幅関数値は、一度グロー バル電流補整値によって予め乗算され、その後の読出のためにメモリー装置中の 相対振幅配列中に記憶されてもよい。この場合には、グローバル補整コマンド信 号を個別に記憶する必要はない。この、他の実施例は、図１に示す機能ブロック ダイヤグラムの簡略化により明らかである。

回転軸位置に加えて、変動するものに対して依存関係がある際の適当なグローバ ル電流補整値を決定する一つの方法は、ＦＲＯＭに記憶された多変化テーブルか ら内挿（補間）を行なうことである０例えば、要求される補整が位置および速度 のみの関数である場合には、位置関数特性と対比した補整は、異なる多数の速度 値に関して記憶されることが可能である。この実施例では、そのような単速度関 数特性の各々は、メモリー中の「ページ」と称す。モーターの速度が変化するに つれて、制御器は、ページ間での乱調を防止するために、通常ある計算履歴現象 を伴って、ページからページへと離散的にステップしてもよい。別の態様として 、制御器は、ページ間で連続的に内挿を行なってもよい、同じような方法が、他 の変数の影響力に関してグローバル電流補整特性の変化を決定するために用いら れてもよい。

回転軸の所望の各回転軸位置における必要な補整関数を定義するＰＲＯＭルック アップテーブル中に記憶されるべき情報は、理論的または経験的に決定されてよ い。

モーターの設計者は、モーターの実際の構築に先立って、モーターの角度特性と 対比したモーターのアンペア当りのトルクの関係を知っている。この特性は、モ ーターが製造された後に確認されるか、またはモーターがテストされる際に調整 される。ＰＲＯＭルックアップテーブルに記憶される理論上の補整値は、通常、 多くの場合において十分なものであるが、角度移動関数と対比したモーターの理 想的なアンペア当りのトルクは、ＰＲＯＭルックアップテーブルへの保存のため の異なった補整値を生成するために、所定の適用に応じて修正されてもよい。

図４ないし図９は、以下に説明する幾つかの代表的な波形を図示するもので、本 発明の方法および装置がさらに図示され、上記波形は、本発明の動作の数値で表 したシミュレーションの結果である０図４は、所定のモーター速度での起電力（ ＥＭＦ）の代表的な波形を示しでいる。ＥＭＦの波形は、相対電流振幅関数の決 定プロセスに対して、入力データとして表の形で用いられる。

従って、ＥＭＦの波形を記述する表入力は、所定のモーターの固有のものであり 、また一般的に、設計の最終目標が磁石と電機子との相互の磁束を最大限とする ところの永久磁石形モーターにおけるＥＭＦを表すものである。ＥＭＦの波形は 、１７０で示すもので、この技術分野における通常の知識を有するものにより理 解されるように、この波形を、単一周波の正弦関数により正確に近似させること は不可能である。

図５は、正弦波コマンド電流波形１７２を示しており、上述したＰＷＭインバー タを制御するのに用いられてもよい、インバータ回路の応答の計算された出力は 、波形１７４で示されている。波形１７４で表されるインバータ回路のパルス毎 の応答は、正弦波コマンド電流波形１７２に極めて近似しており、したがって、 入力コマンド電流制御波形信号を正確にたどることが予想できる。

図６では、出力トルク波形１７６が示され、この出力波形１７６は、図５に示し た正弦波コマンド電流制御波形信号にしたがって出力されるトルクに対応してい る。

なお、出力トルク波形およびパワー出力波形の特性は、目盛の縮尺率を別として は同一である。出力トルク波形（およびパワー出力波形）は、コマンド電流制御 波形信号が正弦波である場合には、目立ったリップルを示す。

インバータ駆動回路の制御や特定のＰＷＭロジック回路が多数あるにもかかわら ず、上述した数値のシミュレーション案で利用した例の図示は、出力電流絶対値 がコマンド電流の絶対値を超える都度、スイッチ変化を予測するものであり、こ の案では、低周波電流ではバイアスを生成する。低周波電流の振幅は、ＰＷＭリ ップルのピークからピークまでの値のおおよそ半分の値である。

ＰＷＭリップルの大きさは、ＥＭＦとＰＷＭロジック回路で使用される直流電圧 との間の差と、出力電圧との関数である。リップル振幅を決定する上述した要因 、出力電流およびＥＭＦは、予め設定された軸の回転角度位置の関数であり、し たがって、コマンド電流信号は、バイアスを有しない所望の正弦関数にさらに近 似した出力電流を生成するために、低周波バイアスと同等の値によって修正され てもよい。非正弦波のＥＭＦを有するモーターの典型的な場合において、完全な る単一周波の正弦波電流は、トルクリップルを減少させるための最適の波形とは ならない。

トルクリップルおよび出力パワーリップルは、本発明にしたがって、図７に示し たコマンド電流波形を修正することにより、減少させることが可能である。修正 後のコマンド電流波形は１７８で示され、インバータ回路の応答のパルス毎の出 力応答は、１８０の応答曲線により示されている。コマンド電流波形１７８は、 各相からの出力パワーが時間の２乗正弦関数として変化するようなアルゴリズム を利用することによって引き出される。図示実施例中での参照コマンド電流制御 波形テーブルに関するテーブル入力は、次式を利用することにより計算される。

Ｉ　ｅａａ　＝　Ｐ　＊　Ｓ　ｌ　ｎ”　（θ）／Ｖ、、、。

ここで、Ｐは一つの相から要求されるピークパワーであり、このパワーは３相平 均パワーの２／３である。θは、指針変数であり、ロータ位置が一回の電気サイ クルにより前進するにつれて、Ｏから３６０度まで均等に前進する。■。、□は 、ロータ位置におけるＥＭＦの値であり、電流コマンド値テーブルに記憶された 所定の位置値に相当する。

図７に示す修正後の入力コマンド電流波形に対応する合成トルク出力波形は、図 ８に１８２として示されている。出力トルク波形（および出力パワー波形）がか なり減少し、また図５に示したサインカーブ電流コマンド信号に見られるリップ ルの周波数においてはトルクリップルが無いことが確認できる。この技術分野で の通常の知識を有する者によく知られているように、出力トルクでの残りのＰＷ Ｍリップルは、公知である減縮方法を用いることにより実質的に無くすことがで きる。

図９は、図６に示した出力トルク（出力パワー）の波形および図８に示した出力 トルク（出力パワー）の波形を比較するために示したものであり、コマンド電流 の修正を伴って成された出力トルク（出力パワー）は、正弦波電流コマンド波形 を伴って成された出力トルク（出力パワー）より少ないことを示している。修正 後電流コマンド波形１８２は、正弦波電流１７６よりもかなり低い二乗平均板値 を有している０本発明による修正されたコマンド電流波形は、実質的に波形の修 正をすることな（、正弦波コマンド電流の図示例でのものと同様の平均モーター 巻線励磁を生成する大きさまで増加させることができ、またその出力トルク（出 力パワー）の間で成される比較は、該出力トルク（出力パワー）が実質的に両方 の場合において同様であることを示す、　時間の２乗関数に基づいた上記実施例 は、トルクリップルが正味ゼロの特性を持った応用系の範囲まで広げることがで きる。各相に関する時間と対比した更なる時間関数は、結合の３相のパワーは一 定であるという特性を用いて定義する相パワーの関数として計算することができ る。したがって、サイン２乗の関数は、本発明の装置および方法の理解と説明を 容易にするために示された。

ある応用分野では、理論的な補整からモーターの設計基準に基づいて得られる精 度よりも更に高い精度を提供するために、補整特性を定義する必要があるであろ う。

更に高い精度が要求される応用のためには、理論的に決定された補整値は、さら に正確な補整値として第一級の評価を得るために用いられてもよい。このモータ ーが作動されて、その結果として表れたトルクリップルは、決定され、そして記 録される。その理論的に決定された補整は、次に、理論的に計算されたトルクリ ップルに代わって記録されたトルクリップルを用いて修正される。

修正された補整値は、次に、ＦＲＯＭに記憶され、そのプロセスは、収束に到達 するまで必要なこととして繰り返される。グローバル補整関数を決定するさらに 別の方法は、適切な対称性および周期性の特性と一つ以上の初期段階には分から ないパラメータとを有する数学的関数としてのモータートルクリップルの記述か らなる、提案された補整関数から始まる。そのような数学的関数は、例えば、回 転毎に一度または極対通過毎一度の基本的な周期を有する不完全なフーリエ級数 等がある。モーターは、次に、理論的に決定された補整関数を用いるベースライ ン特性を提供するように操作される。試用の補整関数は、所定の瞬間での最もよ （知られまたは決定された補整因子、および未知のパラメーターのうちの一つの 予め定められた小さな変化の影響との結合から成り立っている。上記最もよ（知 られた補整因子に対する応答と上記試用の補整関数との間での差異は、変化する 未知のパラメーターの変化によるものとすることができる。研究段階での未知の パラメーターの異なる値の影響は、線形であると予想され、またそのパラメータ に関しての最適な補整値を選ぶことが可能である。結果として生じる補整関数値 は、補整されたグローバル補整値の結果が、この時点において知られる以前の補 整関数よりも良いという予期される結果とともに利用される。上述したプロセス は、設定されたベースライン特性中での未知のパラメーターの各々に関して反復 され、該プロセスは、グローバル補整関数が、規則正しくまた位置依存したトル クリップルが視認されなくなるモーター動作を生みだす時点まで反復される。

ここまでは、本発明は、軸位置に依存したトルクリップルにおいての周期的変化 を減少させることに焦点を置いてきた。本発明の上記記述内容は、角度と対比し たモーターのトルクを、モーターの容量の範囲内で、モーター固有の特性から如 何なる他の特性へと変換することに適用してもよい。例えば、モーターは、回転 軸位置に対して反復可能な関係を持った負荷トルク中での変化を補整することに 利用することができる。本発明の技術を用いて補整できるであろう物理的な現象 の一つとしては、プロペラブレードのシャフトを支えるストラットのそばを上記 プロペラブレードが通過する時に生じる現象である。

本発明は、周期的な平面上の動きまたは周期的な軸上の動きを持ったモーターで の他の重要な出力を変更するのにも利用することが可能である。補整または変更 される動きは、本発明の技術を利用するための、ある電流振幅に対する依存や回 転軸の回転角度に対する周期的な依存を必ず荷しているものである。したがって 、回転軸の回転角度に依存する他の様々な動きは、個々に補整されるか、または トルクリップルの補整とともに補整されてもよい。

本発明にしたがって電流コマンド入力信号に関するテーブル入力を定義する一つ の方法を１図１０に示すフローチャートに示している。図示のように、該方法は 、上記で述べられまた図の機能ボックス１８４で示す、得られた電流コマンド特 性にしたがって、通常の負荷でその意図した条件において動作するモーターをも って開始する。そしてこのモーターは、一定の速度およびトルクで運転されて、 該モーターでのトルクや他の周期的な電磁相互作用により駆動や起動される、例 えば振動等の変数が記録される。トルク信号は、回転軸の周波数の整数倍で表わ されるサインやコ正弦関数のような基本関数の一つと相互に関係している。そし て電流コマンドテーブルにおける入力は、オリジナルの電流コマンド値を重ね合 わせたものに、基本関数の一つとして変化する３相トルクを生成する一つの要素 を供給するように変更される。電流コマンド値における変化は、機能ブロック１ ８６により示され、モーターの応答は、再度計測され、またルックアップテーブ ル中の入力値の変更に起因する応答の如何なる変化を使って基本関数と相関され る。正弦および与弦の基本関数の場合は、その応答における変化は、ルックアッ プテーブル中の値での変化と同様の周波数における該正弦および与弦関数中に主 に存在する。その応答に影響する、十分な関数の数が確定されたとき、コマンド 電流ルックアップテーブル値は、計算されることができ、そしておそらく改善さ れた応答を供給する０図１０のフローチャートに示した方法は、該応答から２ｐ ／ｎと同等の周期を持つ如何なる要素を排除することが目的であるところの正弦 波の基本関数の場合を利用するものである。この方法の数多（の相互作用は、如 何なる改良が要求されな（なるまで、またはノイズや反復しない因子が、認知さ れる応答の様々な個々の構成要素が確認されなくなるまで、なされることが可能 である。

本発明の更なる特徴は、モーターおよび該モーターがその内部で利用される装置 の耐久年限の間に、予め定められたグローバル電流補整値を更新する能力に関す るものである。装置内におけるある変化は、経年によって、例えば、空洞現象に よるプロペラの腐食や、予め補整したモーターの特性を変化させる、ベアリング 内の摩耗等が徐々に現われる。明らかに、実際的な見地からは、ＰＲＯＭルック アップテーブルに記憶される値をリセットしたり再決定することに係るコストが かかる。したがって、新たな補整値一式を生成するのにかかるコストに対して得 られる利益を評価しなければならない。

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Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. １．多相永久磁石形軸界磁モーターのトルクおよびトルクリップルを制御する装 置であって、この装置は、モーターに所望のトルクを出力させるために必要な電 流に相当する入力電流信号を供給する手段と、前記モーターの各々の回転軸位置 における補整因子に相当する値を持ったテーブルを、その後の読出のために記憶 する第一の記憶手段と、 第二の電流コマンド信号を生成するために、前記入力電流信号と下記修正値とを 乗算する手段と、前記モーターの各々の回転軸位置における電流振幅因子に相当 する値を持ったテーブルを、その後の読出のために記憶する第二の記憶手段と、 電流調整制御信号を生成するために、前記第二の電流コマンド信号と前記電流振 幅因子とを乗算する手段と、前記各々の回転軸位置において前記電流調整制御信 号に応答して、前記モーターの各相ごとの駆動電流を発生させる手段とを備え、 前記補整因子は、前記モーターに実質的にトルクリップルの無いトルクを出力さ せるために、前記各々の回転軸位置に対して、前記入力電流信号に与えられる修 正値であり、 前記電流振幅因子は、前記各々の回転軸位置において電流調整制御信号を生成す るために、前記各々の回転軸位置に対して、前記第二電流コマンド信号に与えら れる乗算因子であり、 前記駆動電流を発生させる手段により、前記モーターの出力トルクは、所望の大 きさであって、かつトルクリップルの無い特性を有するようになることを特徴と する装置。
2. ２．請求項１において、前記各々の回転軸位置における前記補整因子の値は、ト ルクリップルの一因となる少なくとも一つのトルクリップル源として認識される 、トルクおよびトルクリップル制御装置。
3. ３．請求項１において、前記補整因子値の各々は、該補整因子値が決定されるモ ーターの特定の回転軸位置に直接依存するアドレスを有する対応の記憶位置に記 憶される、トルクおよびトルクリップル制御装置。
4. ４．請求項３において、前記乗算因子値の各々は、該乗算因子値が決定されるモ ーターの特定の回転軸位置に直接依存するアドレスを有する対応の記憶位置に記 憶される、トルクおよびトルクリップル制御装置。
5. ５．多相永久磁石形軸界磁モーターのトルクおよびトルクリップルを制御する方 法であって、モーターに所望のトルクを出力させるために必要な電流に相当する 入力電流信号を供給するステップと、前記モーターの各々の回転軸位置における 補整因子に相当する値を持ったテーブルを、その後の読出のために第一の記憶手 段に記憶するステップと、第二の電流コマンド信号を生成するために、前記入力 電流信号と下記修正値とを乗算するステップと、前記モーターの各々の回転軸位 置における電流振幅因子に相当する値を持ったテーブルを、その後の読出のため に第二の記憶手段に記憶するステップと、電流調整制御信号を生成するために、 前記第二の電流コマンド信号と前記電流振幅因子とを乗算するステップと、 前記各々の回転軸位置において前記電流調整制御信号に応答して、前記モーター の各相ごとの駆動電流を発生させるステップと、を備え、 前記補整因子は、前記モーターに実質的にトルクリップルの無いトルクを出力さ せるために、前記各々の回転軸位置に対して、前記入力電流信号に与えられる修 正値であり、 前記電流振幅因子は、前記各々の回転軸位置において電流調整制御信号を生成す るために、前記各々の回転軸位置に対して、前記第二電流コマンド信号に与えら れる乗算因子であり、 前記駆動電流を発生させる手段により、前記モーターの出力トルクは、所望の大 きさであって、かつトルクリップルの無い特性を有するようになることを特徴と する方法。