JP2001054297A - モータ制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 部品点数を減少してコストダウンを図り、制
御の安定なモータ制御装置および制御方法を提供する。 【解決手段】 電流検出部５によってＩＰＭモータ１の
電流出力を検出して電流位相情報を得るとともに、回転
数設定部９で設定された目標速度に対応する正弦波デー
タを正弦波データテーブル１０から読出し、正弦波デー
タ作成部１１で正弦波データ１３と電圧位相情報１４と
を出力し、位相差検出部７によって検出された電流位相
情報１５と電圧位相情報１４との位相差を検出し、その
位相差と位相差基準との差にゲインをかけて電圧データ
１６をＰＷＭ作成部１２に与え、ＰＷＭ作成部１２でＰ
ＷＭ信号を生成しインバータ回路２によってＩＰＭモー
タ１を駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はモータ制御装置お
よび制御方法に関し、特に、永久磁石をロータ内部に埋
込むことでマグネットトルクに代えてリラクタンストル
クをも利用する永久磁石埋込モータの位相制御を行なう
ようなモータ制御装置および制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、環境問題が社会的話題となり、省
エネルギー化が重要な関心となってきている。特に、モ
ータ分野において省エネルギーの観点から小型・高効率
・高出力のモータが切望されている。そのような状況の
中、モータ構造に関して従来とは異なる構造のモータが
登場してきている。

【０００３】図１０は従来のモータの代表的な構造を示
す図である。図１０において、積層鋼板で形成された回
転子１２１の外周部表面に永久磁石１２２を配置し、回
転中の磁石が飛散するのを防止するための非磁性のＳＵ
Ｓ管１２３で固定された構成になっている。このモータ
は、永久磁石１２２による磁界と図示しないコイル電流
によるフレミング法則に従ったフレミングトルクを利用
したＳＰＭ（SurfacePermanent Magnet）モータであ
り、量産性の点で優れたモータである。

【０００４】しかるに、より効率を高めるために永久磁
石をロータ内部に埋込んで、該フレミングトルクに加え
てリラクタンストルクを利用するＩＰＭ（Interior Pe
rmanent Magnet）モータが注目されている。

【０００５】図１１はＩＰＭモータの構造の一例を示す
図である。図１１において、ＩＰＭモータは、高透磁率
材の鉄心あるいは積層珪素鋼板で構成されているロータ
コア１３１の内部に、永久磁石１３２を埋込んでロータ
を構成している。図１１は４極モータを示しており、４
極（図１１は１／２モデル）の永久磁石１３２が円周方
向に沿ってＮとＳ極が交互になるように配設されてい
る。ロータコアの外周にはティース１３６を有するステ
ータ１３５が設けられる。

【０００６】このような構成にすることにより、永久磁
石１３２の中心とロータ１３１中心を結ぶ方向であるｄ
軸方向のインダクタンスＬｄと、ｄ軸に対して電気角で
９０°回転した方向であるｑ軸方向のインダクタンスＬ
ｑに差が生じ、永久磁石１３２によるフレミングトルク
に加えてリラクタンストルクも発生する。これらの関係
について、「リラクタンストルクを利用した回転機」松
井信行他 T. EEE Japan Vol. 114-D，No.9，1994）によ
れば第（１）式となる。

【０００７】 Ｔ＝Ｐｎ×φａ×ｉｑ＋Ｐｎ×１／２×（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ×ｉｑ …（１） ここで、Ｐｎ：極対数 φａ：鎖交磁束 Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス ｉｄ：ｄ軸電流 ｉｑ：ｑ軸電流 図１０に示したＳＰＭモータは、永久磁石の透磁率が空
気とほぼ等しいため、第（１）式の両インダクタンスＬ
ｄ，Ｌｑはほぼ等しい値となり、第（１）式の第２項の
リラクタンストルクは発生しない。しかし、図１１に示
したＩＰＭモータでは、ｄ軸方向のインダクタンスは永
久磁石の磁束は発生する方向であり、ｄ軸方向の磁束の
流れは透磁率が空気とほぼ同じ永久磁石を通るため、磁
気抵抗が大きくなり、ｄ軸方向のインダクタンスＬｄが
小さくなる。

【０００８】一方、ｑ軸方向のインダクタンスは永久磁
石の間隙部を通過するため、磁気抵抗が小さくなりｑ軸
方向のインダクタンスＬｑは大きくなる。このため、ｄ
軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタン
スＬｑで差が生じ、ｄ軸電流Ｉｄを流すことにより第
（１）式の第２項のリラクタンストルクが発生する。

【０００９】この関係を磁束ベクトルの観点からみる
と、フレミングトルクＴｍは磁束φａに電気的に直角な
方向の電流Ｉｑを掛け合わせることで発生し、同様にリ
ラクタンストルクＴｒはインダクタンスと電流により発
生する磁束Ｌｄ・Ｉｄ，Ｌｑ・Ｉｑに各々電気的に直角
な電流Ｉｄ，Ｉｑを掛け合わせることで発生する。これ
ら２つのトルクを足し合わせたのが総合トルクＴｔとな
る。

【００１０】ところで、この総合トルクは、入力する電
流位相βにより変化する。ここで、電流位相βは、永久
磁石とコイルとの位置関係に対するモータ電流の位相を
電気角で表わしたものである。第（１）式にこれを考慮
したのが第（２）式である。

【００１１】 Ｔｔ＝Ｐｎ×φａ×ｉａ×ｃｏｓβ ＋Ｐｎ×１／２×（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉａ² ×ｓｉｎ２β …（２） ただし、Ｐｎ：極対数 φａ：鎖交磁束 Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス ｉｄ：ｄ軸電流 ｉｑ：ｑ軸電流 β：電流位相 ｉａ：電流ベクトルの大きさ 図１２は、電流位相βを変化させた場合のフレミングト
ルクＴｍとリラクタンストルクＴｒおよび両者を足し合
わせた総合トルクＴｔの関係を示す。このとき、永久磁
石の中心がコイル中心（たとえば、Ｕ相のコイル中心）
に位置したときのＵ相の電流位相を９０°としている。
フレミングトルクＴｍは、電流位相９０°で最大値を示
し、電流位相を進めていくと小さくなり、１８０°で０
となる。

【００１２】それに反して、リラクタンストルクＴｒは
電流位相１３５°で最大値を示す特性である。したがっ
て、両者を足し合わせた総合トルクＴｔはそれぞれのト
ルク比により変わるが、図１２の実線で示したように、
電流位相が１１５°付近に最大値が存在する特性とな
る。したがって、リラクタンストルクを有効に利用する
ＩＰＭモータは、フレミングトルクのみを利用するＳＰ
Ｍモータより同一電流において高トルクの出力が可能と
なる。

【００１３】ところで、トルクの大きさを決定する要因
として電流駆動法も重要である。図１３は従来の電流駆
動法である１２０°矩形波駆動の一例を示す波形図であ
る。図１３において、（ａ），（ｂ）および（ｃ）がそ
れぞれＵ相，Ｖ相およびＷ相の電流波形である。図１３
に示すように、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）中２相に電流を通電
し、１２０°ごとにつなぎ合わせて直流になるようにイ
ンバータを制御する方法が電流駆動法であり、各々の相
を見ればわかるとおり休止期間があるが、その期間にロ
ータ磁石の回転によりステータコイルに発生する誘起電
圧を検出してロータ回転を制御している。

【００１４】前記のごとくリラクタンストルクを利用す
るＩＰＭモータにおいて、最大トルクを得るためには通
電タイミングの制御が重要であり、従来はロータ位相検
出方法として誘起電圧によるロータ位相検出を用いる１
２０°矩形波駆動方法しかなかった。ところが、該１２
０°矩形波駆動方法は、誘起電圧を検出するための休止
期間があるため、モータ効率，振動，騒音の観点からは
問題があった。

【００１５】そこで、国際公開番号：Ｗ０９５／２７３
２８に示すような方法が提案されている。この方法によ
れば、永久磁石を内部に埋込んだモータで、通電幅を電
気角１８０°に設定し、さらにモータコイルの第１中性
点電位とそのコイルに電気的に並列となるブリッジ回路
による第２中性点電位との差に基づいて磁極位置を検出
する方法を備えている。

【００１６】図１４は１２０°通電を行なわせるための
ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の構成を示すブロッ
ク図である。図１４において、直流電源２１１の端子間
に３対のスイッチングトランジスタ２１２ｕ，２１２
ｖ，２１２ｗをそれぞれ直列接続してインバータを構成
し、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧
をブラシレスＤＣモータのＹ結線された各相の固定子巻
線２１３ｕ，２１３ｖ，２１３ｗにそれぞれ印加してい
る。そして、各対のスイッチングトランジスタ同士の接
続点電圧をＹ結線された抵抗２１４ｕ，２１４ｖ，２１
４ｗにもそれぞれ印加している。

【００１７】さらに、ここで固定子巻線２１３ｕ，２１
３ｖ，２１３ｗの中性点２１３ｄを与える配線２１３
ｅ，抵抗２１４ｕ，２１４ｖ，２１４ｗの中性点を与え
る配線２１４ｅを備えている。さらに、中性点２１３ｄ
の電圧が抵抗２１５ａを介して増幅器２１５の反転入力
端子に供給され、Ｙ結線された抵抗の中性点２１４ｄの
電圧がそのまま増幅器２１５の非反転入力端子に供給さ
れる。そして、増幅器２１５の出力端子と反転入力端子
との間に抵抗２１５ｂを接続することにより、差動増幅
器として動作する。

【００１８】ここで、固定子巻線２１３ｕ，２１３ｖ，
２１３ｗの中性点２１３ｄの電圧Ｅｎ０はインバータ出
力波形とモータ誘起電圧波形に含まれる３ｎ次調波成分
（ｎは整数）の和になる。一方、接続点電圧をＹ結線さ
れた抵抗２１４ｕ，２１４ｖ，２１４ｗの中性点２１４
ｄの電圧は、インバータ出力波形のみであり、両電圧の
差を得ることによりモータ誘起電圧波形に含まれる３ｎ
次調波成分を取出すことができる。以上により、特別に
磁極位置センサを用いることなく、モータ誘起電圧波形
の検出、すなわちロータ位置検出を達成することができ
る。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の従来
例も次のような欠点を有している。すなわち、磁石埋込
型ＩＰＭモータにおいて最高効率で運転するには、電流
の最適通電位相進み角が存在し、該最適通電位相進み角
に設定するためにはステータに対するロータの位相検出
が重要である。そこで、国際公開番号：ＷＯ９５／２７
３２８では、１８０°正弦波通電でかつモータコイル結
線から中性点を与える配線や、抵抗結線１４ｕ，ｖ，ｗ
と中性点を与える配線や、差動増幅器などの外部回路お
よび付属回路を設けてロータ位相検出を可能にしている
が、検出のために配線・判別検出回路・抵抗などの部品
が必要であり、部品点数やコストアップの原因となる。
特に、モータコイル結線から中性点１３ｄを与える配線
は、モータ構造および端子構造の変更が必要であり、従
来のモータには適用できないという問題点を有してい
る。

【００２０】さらに、従来方式の問題点として制御が困
難な点が挙げられる。これは、１８０°正弦波通電にお
いて、磁石誘起電圧とリラクタンストルク発生磁束の影
響により印加電圧とコイル端子電流で位相差が生じ、印
加電圧を通電位相に対する効率特性が１２０°通電と比
較して急峻になるため、正確な位相制御を行なわない
と、効率が大きく変化するという問題がある。

【００２１】それゆえに、この発明の主たる目的は、部
品点数を減少させてコストダウンを図ることができ、制
御が安定なモータ制御装置および制御方法を提供するこ
とである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】第１発明は、ロータの内
部に磁石が埋込まれていて、リラクタンストルクを利用
してロータが回転するモータの制御装置であって、モー
タのコイルに流れる電流を検出して電流位相情報を出力
する電流検出手段と、コイルに印加するコイル印加電圧
の位相情報を設定するための印加電圧位相情報設定手段
と、電流検出手段から出力された電流位相情報と印加電
圧位相情報設定手段によって設定された印加電圧位相情
報とを比較して位相差を検出する比較手段と、予め所望
の位相差基準値を格納する位相差基準値格納手段と、比
較手段によって検出された位相差と位相差基準値格納手
段に格納されている位相差基準値との差の位相差情報が
所望の値となるようにモータを駆動する駆動手段とを備
えて構成される。

【００２３】第２発明では、第１発明の位相情報設定手
段は、モータの回転数を設定するための回転数設定手段
と、回転数に対応する正弦波データを予め記憶する正弦
波テーブルと、設定された回転数に基づいて正弦波テー
ブルから対応する正弦波データを読出すとともにコイル
印加電圧の位相情報を出力する正弦波データ作成手段と
を含み、駆動手段は、比較手段で検出された位相差と位
相差基準値格納手段に格納されている位相差基準値との
差の位相差情報と正弦波データ作成手段から出力された
正弦波データとに基づいて各相ごとのパルス幅変調信号
を作成するパルス幅変調信号作成手段と、各相ごとに設
けられるスイッチング素子を含み、パルス幅変調信号作
成手段によって作成されたパルス幅変調信号に基づいて
対応のスイッチング素子をスイッチングさせるインバー
タ手段とを含む。

【００２４】第３発明では、モータのコイル電流とコイ
ル印加電圧の位相との位相差が零である。

【００２５】第４発明では、モータのコイル電圧の通電
幅が電気角が１８０°でその通電波形が正弦波である。

【００２６】第５発明は、ロータの内部に磁石が埋込ま
れていて、リラクタンストルクを利用してロータが回転
するモータの制御方法であって、モータのコイルに流れ
る電流を検出して電流位相情報を出力するとともにコイ
ルに印加するコイル印加電圧の位相情報を設定し、出力
された電流位相情報と設定された印加電圧位相情報とを
比較して位相差を検出し、検出された位相差と予め格納
されている位相差基準値との差の位相差情報が所望の値
となるようにモータを駆動する。

【００２７】

【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態のブ
ロック図である。図１において、ＩＰＭモータ１は従来
技術で説明したように、フレミングトルクとリラクタン
ストルクを併用して高トルク化が図られている。ＩＰＭ
モータ１はインバータ回路２によって駆動され、このイ
ンバータ回路２にはＡＣ電源４を直流に変換するコンバ
ータ回路３から直流電源が与えられる。電流センサ１７
はモータコイルＵ，Ｖ，Ｗ各相の中で特定相に流れるモ
ータ電流を検出して電流検出部５に与え、電流検出部５
は電流位相情報１５を出力する。

【００２８】マイクロコンピュータ（以下、マイコンと
称する）６には、位相差検出部７と目標位相差情報格納
部８と回転数設定部９と正弦波データテーブル１０と正
弦波データ作成部１１とＰＷＭ作成部１２としての機能
をソフト処理で実現する。すなわち、位相差検出部７は
モータ電流信号を所定の間隔でＡ／Ｄ変換して取込み、
モータ駆動電圧位相とモータ駆動電流位相とを比較して
位相差情報として検出する。目標位相差情報格納部８は
目標とする位相差情報を予め格納している。回転数設定
部９はＩＰＭモータ１の回転数指令を設定する。正弦波
データテーブル１０は所定のデータ個数の正弦波データ
を予め記憶している。正弦波データ作成部１１は回転数
指令と時間経過に従って正弦波データテーブル１０から
モータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応した正弦波デ
ータ１３をＰＷＭ作成部１２に出力するとともに、Ｕ相
の正弦波データからＵ相のモータ駆動電圧位相情報１４
を位相差検出部７に出力する。位相差検出部７から出力
された位相差情報と目標位相差情報格納部８から出力さ
れた位相差情報とが加算器１８によって加算され、ゲイ
ンが調整された後電圧データ１６としてＰＷＭ作成部１
２に与えられる。

【００２９】なお、電流検出部５はコイルとホール素子
で構成されたいわゆる電流センサで構成してもよく、カ
レントトランスを用いるようにしてもよい。また、正弦
波データの作成は正弦波データテーブル１０をもとに作
成せずに演算によって作成してもよい。さらに図１では
目標位相差情報格納部８〜ＰＷＭ作成部１２をマイコン
６で構成しているが、これに限らずハード回路で構成し
てもよい。

【００３０】また、マイコン６によるソフト処理のため
のプログラム内容は、工場出荷時にＲＯＭなどのメモリ
に記憶させておいてもよく、またフラッシュＲＯＭなど
の書換可能なメモリに記憶しておけば、プログラム内容
の随時更新，修正などが可能となる。

【００３１】次に、この発明の一実施形態の具体的な動
作について説明する。まず、ＡＣ電源４から供給される
交流電圧は、ＡＣ−ＤＣコンバータ３で直流化されて直
流電圧となりインバータ回路２に印加される。インバー
タ回路２のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transis
tor ）などの各駆動素子は、ＰＷＭ作成部１２により制
御され、所望のデューティでスイッチングされてＩＰＭ
モータ１の各相へ印加されて駆動される。

【００３２】また、電流検出部５はＩＰＭモータ１のあ
る１相の電流（ここではＷ相）を検出するための電流セ
ンサであるＣ．Ｔ．（Current Transducer）などからの
出力をマイコン６に取込み、電流位相情報１５を出力す
る。マイコン６では所定の処理を行なった後、インバー
タ回路２に制御信号を出力する。以下に、マイコン６の
各動作について説明する。正弦波データ作成部１１は正
弦波データテーブル１０と回転数設定部９からの情報に
より正弦波データ１３を出力する。正弦波データテーブ
ル１０は連続的にＡ／Ｄ出力すると正弦波信号となるよ
うなデータ列を格納しており、回転数設定部９はＩＰＭ
モータ１の目標回転速度情報を出力する。

【００３３】正弦波データ作成部１１は、回転数設定部
９で設定された速度データ情報をもとに、正弦波データ
テーブル１０の複数のデータの中から、上記速度データ
に対応した正弦波データを選択して出力する。このデー
タの選択および出力は、ＰＷＭ周期で決まる所定の時間
経過（ＰＷＭキャリア周期）ごとに行なわれる。速度の
高速，低速は、たとえば正弦波テーブル１０から選択す
る正弦波データが、該テーブル中のデータ列を順次選択
していくようなものであれば低速の指令であり、また所
定個数飛び越えながら選択していけば高速の指令とな
る。

【００３４】正弦波データ作成部１１からの出力は、Ｐ
ＷＭ作成部１２に入力されるとともに、正弦波データの
基準位相（０°）を示す電圧位相情報１４として位相差
検出部７に与えられる。位相差検出部７では、正弦波デ
ータ作成部１１で作成された電圧位相情報１４を基準と
して、電流検出部５により検出された電流の位相を検出
しており、モータ印加電圧に対するモータ電流の位相差
を算出する。

【００３５】この位相差検出の方法としては、たとえば
正弦波データ１３の電気角１８０°の期間において、電
流（電流位相情報）を所定回数サンプリングして、電気
角０〜９０°の期間においてサンプリングされた離散的
な電流値の和と、電気角９０〜１８０°の期間において
サンプリングされた離散的な電流値の和の比をとること
で算出される。言い換えれば、電圧波形を基準としたと
きの電気角０〜９０°の期間電流波形の面積と、電気角
９０〜１８０°の期間の電流波形の面積との比をとるこ
とにより、電圧波形に対する電流波形の位相を検出す
る。検出された位相差と位相情報を格納した目標位相差
情報格納部８で作成される位相差情報との差が加算器１
８で加算され、所定のゲインＧを乗じて電圧データ１６
がＰＷＭ作成部１２に入力される。ＰＷＭ作成部１２は
正弦波データ１３と電圧データ１６とを乗算してＰＷＭ
信号のデューティを決定するとともに、各駆動素子への
ＰＷＭ信号の分配を行なって駆動素子をスイッチングさ
せる指令信号を出力する。ここでは、各相につき２つの
制御信号を使用しているので、３相×２本／相＝６本の
指令信号が出力される。

【００３６】このように、マイコン６側で設定された速
度指令（正弦波データの周期）と、電圧／電流の位相差
を検出し、これから駆動電圧（デューティ）を制御する
フィードバック制御を構成しており、これによってＩＰ
Ｍモータ１を所定回転数で最高効率となる通電タイミン
グで駆動することができる。

【００３７】このように構成したこの発明の一実施形態
のモータ制御の原理について図２および図３を参照して
説明する。

【００３８】図２は、一般的なフレミングトルク型ブラ
シレスＤＣモータの通電特性に対するトルク特性であ
る。図２において、Ｙ軸２０はトルクおよび電圧−電流
位相差を示し、Ｘ軸２１はロータ磁石に対するステータ
コイルの通電電流位相を示している。ロータ磁石中心に
対するステータコイル中心位置のときの通電電流位相差
を０°としている。

【００３９】特性２２は通電電流位相に対するトルク特
性であり、特性２３はトルクの最大値を示し、特性２４
はそのトルク最大値を得るための通電電流位相を示して
いる。ロータ磁石中心がステータコイル中心から離れる
に従って、トルクが減少することがわかる。また、特性
２５はコイル電流位相に対するコイル印加電圧位相、す
なわち電圧−電流位相差を示し、特性２６は磁石の磁束
密度特性を示している。

【００４０】図２に示すように、一般的なブラシレスＤ
Ｃモータにおいては、トルクが最大になるのは磁束密度
が最大となる通電電流位相値と一致する。これはトルク
が磁束と電流の積であり、磁石磁束２６が０°を最大と
したほぼＣＯＳ（余弦）カーブであるためトルクも０°
で最大となり、トルク曲線２２も磁束密度特性２６と同
様な特性（曲線）となるからである。

【００４１】さらに、正弦波状電圧を印加したとき、磁
石磁束すなわち誘起電圧も正弦波状であるため、両者の
差で表わされるコイル印加電流は、印加された電圧位相
とは異なるある位相差を有した正弦波電流で表わされ
る。通電電流位相に対する、該印加電圧位相と電流位相
の差を表わしたのがコイル印加電圧位相２５である。該
位相差の余弦をとって一般的に力率と表現され、力率が
“１”すなわち位相差“０”が望ましい。

【００４２】図２に示すように、従来のマグネットトル
クを使うＤＣモータは、トルク曲線２３のピークと位相
差零点とがほぼ一致するため、コイル印加電圧タイミン
グは磁石磁束すなわち誘起電圧を検出して制御すること
により最大効率・トルクを得ることができる。

【００４３】図３は前述のリラクタンストルクを併用す
るＩＰＭモータ１の特性である。図３において、Ｙ軸３
０はトルクおよび電圧−電流位相差を示しており、Ｘ軸
３１はロータ磁石に対するステータコイルの通電電流位
相を示している。磁石トルク３２は通電電流位相に対す
るものであり、リラクタンストルク３３は通電電流位相
に対するものであり、両者の和は総合トルク特性３４と
して示されている。さらに、総合トルクの最大値３５，
トルク最大値を得る最適通電電流位相３６，ＩＰＭモー
タ１の通電電流位相に対する電圧−電流位相差３７，Ｄ
Ｃモータの通電位相に対する電圧−電流位相差３８，磁
石磁束密度特性３９が示されている。

【００４４】ここでリラクタンストルクを併用するＩＰ
Ｍモータ１の特徴として、総合トルクがフレミングトル
クとリラクタンストルクの和で表わされ、そのピーク３
５がフレミングトルクだけのピーク３１（図２で言えば
２３）と比較して大きい点であり、さらにその最大値を
得るための最適通電電流位相３６が存在することであ
る。

【００４５】一方、ＩＰＭモータ１における電圧−電流
位相特性（直線３７）は、ロータ内部の磁気抵抗変化の
影響で従来特性３８とはズレ、最適通電電流位相３６付
近でゼロクロスすることを見出した。したがって、ＩＰ
Ｍモータ１において従来の最適通電電流位相３６になる
ように通電電流位相を制御するのではなく、電圧−電流
位相差が零値となるように電圧を制御することにより、
最大トルク・最大効率を得ることができる。

【００４６】上述の説明では、モータ電流とモータ印加
電圧の位相差が零値となるようにモータ印加電圧を制御
しているが、望ましくは回転数あるは負荷トルクに応じ
て、モータ電流とモータ印加電圧の位相差（以下、必要
に応じ、電圧−電流位相差と表示）が零でない所望の値
となるようにモータ印加電圧を制御することにより、さ
らに正確に最大トルク・最大効率を得ることができる。

【００４７】より詳細に説明すると、図３において、最
大トルク３５を与える通電電流位相のとき、回転数ある
いは負荷の変動により、電圧−電流位相差は正確には０
とはならない。逆に言えば、このような場合にも電圧−
電流位相差が０となるような制御を行なうと、そのとき
のトルクが若干ではあるが最大トルクより小さくなって
しまう。したがって、制御対象としてのＩＰＭモータの
最大トルクおよび最大効率を正確に得ることを目的とす
るのであれば、最大トルク３５を与えるときの所望の電
圧−電流位相差となるようにモータ印加電圧を制御すれ
ばよい。

【００４８】次に、モータ制御の効果について実験結果
をもとに説明する。図４はＩＰＭモータで任意の回転数
・負荷トルクに固定して、電圧−電流位相差に対するモ
ータ効率特性を測定した実験結果を示す。図４において
横軸はモータ電流とモータ印加電圧の位相差を示し、縦
軸は効率を示す。特性４１は回転数とトルクの積である
出力（Ｗ）が４００（Ｗ）時の効率特性を示し、特性４
２は２００（Ｗ）時の出力特性を示している。

【００４９】図４に示すように、電圧−電流位相差に対
するモータ効率特性は、従来の通電位相に対するモータ
効率特性と同様な傾向を示す。すなわち、従来技術にお
ける通電のタイミングは、最大効率となる最適通電電流
位相に設定していたが、この発明の一実施形態では所望
の電圧−電流位相差となるようにモータ印加電圧を設定
すればよいことがわかる。

【００５０】図５はＩＰＭモータにおいて回転数・負荷
トルクを固定した状態でのコイル印加電圧値に対する電
圧−電流位相差の実験結果を示している。図５におい
て、横軸はモータコイル印加電圧を示し、縦軸は電圧−
電流位相差を示し、特性５１は印加電圧と位相差の特性
曲線である。

【００５１】図５に示すように、コイル印加電圧値を変
えることにより、電圧−電流位相差が変化することがわ
かる。すなわち、図５の結果は、回転数・トルクを変え
ずにモータ印加電圧のみを適切に制御することにより、
所望の電圧−電流位相差に設定できることを示してい
る。したがって、ＩＰＭモータの駆動において、最適な
電圧−電流位相差となるようにモータ印加電圧値を制御
することにより、最大効率制御が可能となる。

【００５２】図６はＩＰＭモータにおいて回転数・負荷
トルクを固定した状態での、電圧−電流位相差に対する
効率特性の実験結果を示した図である。この発明の一実
施形態の効率特性を６１に示し、比較のために従来方式
として位置センサを用いて印加電圧基準で制御を行なっ
た場合の効率特性を６２で示す。横軸はこの発明の一実
施形態の場合の通電電圧位相および従来技術の場合の電
圧−電流位相差を相対値で表わし、縦軸は効率を表わし
ている。

【００５３】図６に示すように、この発明の一実施形態
の方が、従来方式に比べて効率特性が緩やかである。制
御対象としては、従来技術とこの実施形態とで通電電圧
位相と電圧−電流位相差とは異なるが、制御という観点
からはともに位相を制御するものであり、したがって最
高効率を得るための最適位相の設定がこの実施形態の方
が許容範囲が広く、さらに電圧−電流位相差に多少の変
動があっても効率の変動の少ないことがわかる。

【００５４】次に、この発明の一実施形態のモータ制御
の効果について、シミュレーション結果を中心に説明す
る。まず、電流波形２種類、すなわち１２０°矩形波駆
動方式と１８０°正弦波駆動方式について同一のＩＰＭ
モータで同一の入力電力を与えた場合のトルク特性のシ
ミュレーションを行なった。その結果を図７に示す。図
７において、横軸はモータコイルに印加する通電電圧位
相を示し、縦軸はトルクを示す。特性７１は１８０°正
弦波駆動方式での通電電圧位相に対するトルク特性であ
り、特性７２は１２０°矩形波駆動方式でのトルク特性
を示す。

【００５５】各方式とも前述のごとく、トルクが最大値
となる通電電圧位相が存在し、また該最適通電電圧位相
において両方式の最大トルクを比較すると、１８０°正
弦波駆動方式の方が大きいことがわかる。これは磁束磁
界の分布がほぼ正弦波状であり、１２０°矩形波は同一
電流が通電期間流れるため、磁石磁束が小さな区間でも
同一電流を流しているが、１８０°正弦波駆動では磁石
磁束が小さくなれば電流も小さくなる。従来例で説明し
たように、モータトルクは磁束と電流の積であるため、
１８０°正弦波駆動の方が電流を有効に利用しており、
結果としてトルクが大きくなる。したがって、必要トル
クが同一であれば１８０°正弦波駆動方式の方が消費電
流が少なくなりモータ効率が向上する。

【００５６】さらに、通電電圧位相に対する効率特性
は、１８０°正弦波駆動方式の方が急峻である。したが
って、通電電圧位相の制御精度が悪ければトルクが変動
するので、最大トルクに制御するためには正確な通電電
圧制御が必要となる。

【００５７】次に、コイル端子電圧とコイル電流との関
係について説明する。図８において横軸は時間軸を示
し、縦軸は電圧，電流レベルを示す。図８に示す特性８
１は任意のコイルに印加する電圧を示し、特性８２はそ
の電圧を印加後のコイルに流れる電流波形を示す。図８
においてはモータ電流を入力として与えるというシミュ
レーションに基づいているため、電流波形８２が電圧波
形８１に比べきれいな正弦波状の波形となっている。

【００５８】図８に示すようにモータ印加電圧波形８１
とモータ電流波形８２には位相差が生じている。これは
磁石の誘起電圧とリラクタンストルクの発生要因となる
磁束により生じるものである。

【００５９】モータ印加電圧のタイミングを変えて電圧
と電流の位相差およびモータ効率をシミュレーションし
た結果を図９に示す。図９において特性９１はこの発明
の一実施形態によるトルク特性を示しており、縦軸はト
ルクを示し、横軸は電圧−電流位相差を示している。

【００６０】比較のために、図９において従来の１８０
°駆動方式によるトルク特性を９２として示しており、
縦軸はトルクを、横軸は通電電圧位相を表わしている。
図９に示すように、通電特性に対する効率特性はこの発
明の一実施形態による方がなだらかであり、したがって
制御が容易であることがシミュレーションでも確認でき
た。

【００６１】なお、今回開示された実施の形態は全ての
点で例示であって、制限的なものではないと考えられる
べきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特
許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の
意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意
図される。

【００６２】

【発明の効果】以上のように、この発明の第１ないし第
４の発明に記載のモータ制御装置によれば次の効果を奏
することができる。まず、前述のごとく磁石埋込型ＩＰ
Ｍモータにおいて最高効率で運転するには、電流の最適
通電位相進み角が存在し、その最適通電位相進み角に設
定するためにロータ位相検出が重要となる。

【００６３】第１の効果として従来例は１８０°正弦波
通電でかつモータコイル結線から中性点を与える配線，
抵抗結線１４ｕ，ｖ，ｗと中性点を与える配線，差動増
幅器などの外部回路および付属回路が必要であり、さら
にモータコイル結線から中性点１３ｄを与える配線は、
モータ構造および端子構造の変更が必要であり、部品点
数，コストアップとなるが、この発明によればモータ構
造を変更しなくとも従来のモータに適用できる効果を奏
する。

【００６４】さらに、第２の効果として、制御性が優れ
ている。すなわち、ＩＰＭモータにおいて回転数・負荷
トルクを固定した状態での印加電圧および電圧−電流位
相差に対する効率特性の実験結果を図６に示すように、
この発明の方が従来例に比べて効率特性が緩やかであ
る。これにより最高効率を得るための最適位相角の設定
がこの発明の方が許容範囲が広く、さらに多少の変動が
あっても効率の変動は少なくなる効果がある。

【００６５】さらに、１８０°正弦波駆動を行なうこと
により、電流を有効に利用することができるので、最大
トルクを大きくでき、効率向上が望める。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施形態の位相差制御方式によ
るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 この発明の一実施形態によるフレミングトル
クおよびリラクタンストルクと通電位相の関係図であ
る。

【図３】 この発明の一実施形態のフレミングトルクお
よびリラクタンストルクと通電位相の関係を示す図であ
る。

【図４】 この発明の一実施形態による位相差制御方式
における位相差角度と効率の実験結果を示す図である。

【図５】 この発明の一実施形態による一定出力におけ
る通電位相と位相差角度の実験結果を示す図である。

【図６】 この発明の一実施形態による位相差制御方式
と従来方式との効率特性の実験結果を示す図である。

【図７】 １８０°駆動方式と１２０°駆動方式のシミ
ュレーション結果を示す図である。

【図８】 １８０°駆動方式における電圧位相と電流位
相のシミュレーション結果を示す図である。

【図９】 この発明の一実施形態による位相差制御方式
と従来方式との効率特性のシミュレーション結果を示す
図である。

【図１０】 ＳＰＭモータの断面図である。

【図１１】 ＩＰＭモータの断面図である。

【図１２】 永久磁石型ＩＰＭモータのフレミングトル
クとリラクタンストルクと総合トルクの関係を示すグラ
フである。

【図１３】 従来技術の構成を示す波形図である。

【図１４】 従来技術の１２０°駆動方式を示す図であ
る。

【符号の説明】

１ ＩＰＭモータ、２ インバータ回路、３ コンバー
タ回路、４ ＡＣ電源、５ 電流検出部、６ マイクロ
コンピュータ、７ 位相差検出部、８ 目標位相差情報
格納部、９ 回転数設定部、１０ 正弦波データテーブ
ル、１１ 正弦波データ作成部、１２ ＰＷＭ作成部、
１３ 正弦波データ、１４ 電圧位相情報、１５ 電流
位相情報、１６ 電圧データ、１７ 電流センサ、１８
加算器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB17 BB18 DC12 EB01 EC01 GG04 TT11 UA02 XA02 XA06 5H576 BB02 DD02 DD05 DD09 EE01 EE11 FF03 GG04 GG06 HA02 HB01 JJ03 LL14 LL22

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ロータの内部に磁石が埋込まれていて、
   リラクタンストルクを利用して前記ロータが回転するモ
   ータの制御装置であって、 前記モータのコイルに流れる電流を検出して電流位相情
   報を出力する電流検出手段、 前記コイルに印加するコイル印加電圧の位相情報を設定
   するための印加電圧位相情報設定手段、 前記電流検出手段から出力された電流位相情報と前記印
   加電圧位相情報設定手段によって設定された印加電圧位
   相情報とを比較して位相差を検出する比較手段、 予め所望の位相差基準値を格納する位相差基準値格納手
   段、および前記比較手段によって検出された位相差と前
   記位相差基準値格納手段に格納されている位相差基準値
   との差の位相差情報が所望の値となるように前記モータ
   を駆動する駆動手段を備えた、モータ制御装置。
2. 【請求項２】 前記位相情報設定手段は、 前記モータの回転数を設定するための回転数設定手段
   と、 回転数に対応する正弦波データを予め記憶する正弦波テ
   ーブルと、 前記回転数設定手段によって設定された回転数に基づい
   て、前記正弦波テーブルから対応する正弦波データを読
   出すとともに前記コイル印加電圧の位相情報を出力する
   正弦波データ作成手段とを含み、 前記駆動手段は、 前記比較手段で検出された位相差と前記位相差基準値格
   納手段に格納されている位相差基準値との差の位相差情
   報と、前記正弦波データ作成手段から出力された正弦波
   データとに基づいて各相ごとのパルス幅変調信号を作成
   するパルス幅変調信号作成手段と、 各相ごとに設けられるスイッチング素子を含み、前記パ
   ルス幅変調信号作成手段によって作成されたパルス幅変
   調信号に基づいて対応のスイッチング素子をスイッチン
   グさせるインバータ手段とを含むことを特徴とする、請
   求項１に記載のモータ制御装置。
3. 【請求項３】 前記モータのコイル電流とコイル印加電
   圧の位相との位相差が零であることを特徴とする、請求
   項１に記載のモータ制御装置。
4. 【請求項４】 前記モータのコイル印加電圧の通電幅が
   電気角で１８０°でその通電波形が正弦波であることを
   特徴とする、請求項１または２に記載のモータ制御装
   置。
5. 【請求項５】 ロータの内部に磁石が埋込まれていて、
   リラクタンストルクを利用して前記ロータが回転するモ
   ータの制御方法であって、 前記モータのコイルに流れる電流を検出して電流位相情
   報を出力するステップと、 前記コイルに印加するコイル印加電圧の位相情報を設定
   するステップと、 前記出力された電流位相情報と前記設定された印加電圧
   位相情報とを比較して位相差を検出するステップと、 予め所望の位相差基準値を格納するステップと、 前記検出された位相差と前記格納されている位相差基準
   値との差の位相差情報が所望の値となるように前記モー
   タを駆動するステップとを含むことを特徴とする、モー
   タ制御方法。