JPS59181973A - 電力変換器の制御方式 - Google Patents
電力変換器の制御方式Info
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- JPS59181973A JPS59181973A JP58056008A JP5600883A JPS59181973A JP S59181973 A JPS59181973 A JP S59181973A JP 58056008 A JP58056008 A JP 58056008A JP 5600883 A JP5600883 A JP 5600883A JP S59181973 A JPS59181973 A JP S59181973A
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- Japan
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- pwm
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の液内分野〕
本発明はＰＡＭとＰＷＭの双方により制碕を行う亀力変
懐器の制御方式に関するものである。
懐器の制御方式に関するものである。
交流電動機を′電圧形インバータのような電力変換器に
より弓友運運転するシステムにおいては、電圧Ｖと周波
数ｆの比（Ｖｌｆ比）を一定に制御することが、広く行
なわれており、その電圧の＃５０両には以下の２つの方
式が採用ざ九でいる。
より弓友運運転するシステムにおいては、電圧Ｖと周波
数ｆの比（Ｖｌｆ比）を一定に制御することが、広く行
なわれており、その電圧の＃５０両には以下の２つの方
式が採用ざ九でいる。
■ＰＡＭｉｌテリ伶Ｊ方式
サイリスタ順変換器又はチョッパ等により、のＰＡＭ制
御方式は一般に低騒音ではあるが、リップル電流が大き
いため、効率、トルクリップル等に問題がある。又、低
電圧時の入方カ串は悪い。
御方式は一般に低騒音ではあるが、リップル電流が大き
いため、効率、トルクリップル等に問題がある。又、低
電圧時の入方カ串は悪い。
■ＰＷＭ制御方式
一定直流磁圧を硬変換器においてパルス幅変調を行い、
電圧と周波数の双方を任意に制御する方式。このＰＷＭ
制帆制式方式般に昆速の市圧応答がｆｉＪ能であり、又
正弦波斐副を行なえは、リップル電流を少くすることが
可能であり、交流市動機の効率ｆ：直めトルクリップル
？減少させることができる。ただし一般には６００Ｈ２
〜２ ＫＨｚ″′Ｃ変調が行なわれるため、磁気ｉｉ：
、ｉｉ音等が問題となる場合がある。
電圧と周波数の双方を任意に制御する方式。このＰＷＭ
制帆制式方式般に昆速の市圧応答がｆｉＪ能であり、又
正弦波斐副を行なえは、リップル電流を少くすることが
可能であり、交流市動機の効率ｆ：直めトルクリップル
？減少させることができる。ただし一般には６００Ｈ２
〜２ ＫＨｚ″′Ｃ変調が行なわれるため、磁気ｉｉ：
、ｉｉ音等が問題となる場合がある。
以上述べたような双方の利点を生かすため、ＰＡＭ、！
：ＰＷＭとの双方を併用した制細か従来は第１図に示す
ような方式で行なわれていた。
：ＰＷＭとの双方を併用した制細か従来は第１図に示す
ような方式で行なわれていた。
交流奄諒１０はサイリスタ順夏換器１１、直流リアクト
ル１２、平滑コンデンサ１３により直流−圧１５に変換
され、トランジスタ逆変換器１６により父流敲圧１７に
変換され交流電動機１８に供給きれる。
ル１２、平滑コンデンサ１３により直流−圧１５に変換
され、トランジスタ逆変換器１６により父流敲圧１７に
変換され交流電動機１８に供給きれる。
一方制面画路は、周／＆羞阜発生器２ｏより出力された
周波数基準２ノは電圧基準発生器２２により電圧基準２
３になりＰＡＭ制６ｔアンプ２４に入力される。前記直
流電圧ｚｓ（ｄ電圧検出ｙ４２ｓにより絶縁された直流
電圧フィードバック２６となり、ＰＡＭレート設足器２
７により、Ｐ Ａ Ｍの割合に合った直ＪＬ′電圧フィ
ードバック信号２８となり、ＰＡＭ制龜アンプ２４に前
記電圧基準２３とはテ極性で人力され位相側画信号２９
となり、順厨換器１１の点弧回路３０に入力きれ位を目
検出器３）の出力により決足される点弧信号が前記ザイ
リスタ順変換器１ノに与えられる。
周波数基準２ノは電圧基準発生器２２により電圧基準２
３になりＰＡＭ制６ｔアンプ２４に入力される。前記直
流電圧ｚｓ（ｄ電圧検出ｙ４２ｓにより絶縁された直流
電圧フィードバック２６となり、ＰＡＭレート設足器２
７により、Ｐ Ａ Ｍの割合に合った直ＪＬ′電圧フィ
ードバック信号２８となり、ＰＡＭ制龜アンプ２４に前
記電圧基準２３とはテ極性で人力され位相側画信号２９
となり、順厨換器１１の点弧回路３０に入力きれ位を目
検出器３）の出力により決足される点弧信号が前記ザイ
リスタ順変換器１ノに与えられる。
又、前記電圧基準２３は、ＰＷＭ制佃アンプ３２に入力
され、る。１ＧｉＪ配交流ｉ圧１７は交流電圧検出器３
３により直流イ直に変換はれた出力電圧フィードバンク
３４となり、前記ＰＡＭレート設定器２７と連動した交
流フィードバックスイッチ３５により、ＰＷＭの割合に
合った出方重圧フィードバックイぎ号３６となり、ＰＷ
Ｍ制蜘アンズ３２に前記電圧基準２３とは逆株性で入力
され、ＰＷＭ変調率３７となり、ＰＷＭプロセッサ３８
に前記周波数基準２ノとともに入力され前記トランジス
タ逆変侠４１６のＰＷＭスイッチングｆｇ号を発生ずる
。
され、る。１ＧｉＪ配交流ｉ圧１７は交流電圧検出器３
３により直流イ直に変換はれた出力電圧フィードバンク
３４となり、前記ＰＡＭレート設定器２７と連動した交
流フィードバックスイッチ３５により、ＰＷＭの割合に
合った出方重圧フィードバックイぎ号３６となり、ＰＷ
Ｍ制蜘アンズ３２に前記電圧基準２３とは逆株性で入力
され、ＰＷＭ変調率３７となり、ＰＷＭプロセッサ３８
に前記周波数基準２ノとともに入力され前記トランジス
タ逆変侠４１６のＰＷＭスイッチングｆｇ号を発生ずる
。
ｌ）ＰＡＭ方式のみの場合
Ｐ Ａ Ｍレートを１とし、交流フィードバック全Ｏと
する。このため直流電圧フィードバック２６はそのまま
ＰＡＭ制副アンプ２４に入力はれＰＡＭ制Ｈｋ行う。又
出力゛電圧フィードバッフ（ζ１寸３６は０とな１）、
１）ＷＩＶＸ；ｌｉ’ｌ呻了ンゾ（ｒ ｒは飽イ１」シ
、ＰＷＩｖ１変誌率は′帛に１となる。
する。このため直流電圧フィードバック２６はそのまま
ＰＡＭ制副アンプ２４に入力はれＰＡＭ制Ｈｋ行う。又
出力゛電圧フィードバッフ（ζ１寸３６は０とな１）、
１）ＷＩＶＸ；ｌｉ’ｌ呻了ンゾ（ｒ ｒは飽イ１」シ
、ＰＷＩｖ１変誌率は′帛に１となる。
ＩＩ）ＰＷＭ方式のみの場合
ＰＡＭレートをＯとし交流フィードバックを１とする。
このため直流電圧フィードバック信号２８け０となり、
ＰＡＭ制御アンプ２４は飽和し、位相開離信号はαリミ
ットに至り、直流電圧１５は最大で一定となる。出力電
圧フィードバンク（ｇ＋ｉ−ｓ ４はそのままＰ Ｗ
Ｍ 利ｆｄｈアンプ３２に入力され、電圧基準値２３と
等しくなるようＰＷＭ変調率３７が決められる。
ＰＡＭ制御アンプ２４は飽和し、位相開離信号はαリミ
ットに至り、直流電圧１５は最大で一定となる。出力電
圧フィードバンク（ｇ＋ｉ−ｓ ４はそのままＰ Ｗ
Ｍ 利ｆｄｈアンプ３２に入力され、電圧基準値２３と
等しくなるようＰＷＭ変調率３７が決められる。
ｌ１ｌ） Ｐ ＡＭ／Ｐ ＷＭ方式併用の場合ＰＡＭレ
ートを併用の割合に応じてＯ〜１の闇に設定し交流フィ
ードバックは１とする。
ートを併用の割合に応じてＯ〜１の闇に設定し交流フィ
ードバックは１とする。
Ｐ Ａ、 Ｍシートが中間値となるため、直流電圧フィ
ードバック信号２８は直流′重圧フィードバック価号２
６より／Ｊ＼さくなり、直流′電圧１６はＰＡＭ方式の
みの場合より冒く開離される。
ードバック信号２８は直流′重圧フィードバック価号２
６より／Ｊ＼さくなり、直流′電圧１６はＰＡＭ方式の
みの場合より冒く開離される。
ＰＷＭ制ｍｌｊはこの直流電圧が所定の出力電圧となる
よう逆変換器のＰＷＭ変調率を決める。同一の電圧基準
において（はＰＡＭレートが低いほどＰＷＭ変んん率は
低くなることになる。
よう逆変換器のＰＷＭ変調率を決める。同一の電圧基準
において（はＰＡＭレートが低いほどＰＷＭ変んん率は
低くなることになる。
以上３つの場合の電圧基準２３と直流電圧１５、ＰＷＭ
敦調率３７、交流重圧１７の関係を第２１：Ａに示す。
敦調率３７、交流重圧１７の関係を第２１：Ａに示す。
第２図（ａ）ばＰ Ａ ｆｆｖｉのみの特性、第２図ｆ
ｂｌはＰＷＭのみの特性、第２図（ｅ）はＰＡＭとＰＷ
Ｍ併用の特性を示す。このように双方を併用した場合低
い電圧値の場合ｉ−１，直流電圧を低めにし、ＰＷＭの
電圧パルス波高値を低くするため、ＰＷＭのみの方式に
比して磁気騒音の低下が可能となり、又正弦波変ａａ］
ｆ：行った場合はＰＡＭのみの方式に比して低６（高調
波を迎入ることができ交’ｌｆ＆’屯動僚の効＄全高め
、トルクリンプルの減少も可能となる。
ｂｌはＰＷＭのみの特性、第２図（ｅ）はＰＡＭとＰＷ
Ｍ併用の特性を示す。このように双方を併用した場合低
い電圧値の場合ｉ−１，直流電圧を低めにし、ＰＷＭの
電圧パルス波高値を低くするため、ＰＷＭのみの方式に
比して磁気騒音の低下が可能となり、又正弦波変ａａ］
ｆ：行った場合はＰＡＭのみの方式に比して低６（高調
波を迎入ることができ交’ｌｆ＆’屯動僚の効＄全高め
、トルクリンプルの減少も可能となる。
しかしながらこの方式の欠点は■市圧フイードバンクと
して直流、交流の２−′をフィードバックしなげオしは
ならず制御回路の構成が？シ雑になり、装置のコンパク
ト化に向かない。＠低電圧制直時にばＰＡＭで゛磁圧を
しぼるため、サイリスタ順変便器のα制御が９０°近く
までにしぼられ、入力力率の低下及び大容砒の直流リア
クトルの必要性等が生じ、入力力率の同上、直流リアク
トルのコンパクト化等が強く望まれていた。
して直流、交流の２−′をフィードバックしなげオしは
ならず制御回路の構成が？シ雑になり、装置のコンパク
ト化に向かない。＠低電圧制直時にばＰＡＭで゛磁圧を
しぼるため、サイリスタ順変便器のα制御が９０°近く
までにしぼられ、入力力率の低下及び大容砒の直流リア
クトルの必要性等が生じ、入力力率の同上、直流リアク
トルのコンパクト化等が強く望まれていた。
Ｃ発明の目的〕
本発明は上記の一点に鑑みなさｉ″したものであり、重
圧フィードバック晰を１量とし制御回路の簡素化を冥現
し、又低゛電圧時の入力力率の大幅な低下を防ぎ、直流
リアクトルのコンパクト化も期待できる電力変換器の制
御方式を提供するものである。
圧フィードバック晰を１量とし制御回路の簡素化を冥現
し、又低゛電圧時の入力力率の大幅な低下を防ぎ、直流
リアクトルのコンパクト化も期待できる電力変換器の制
御方式を提供するものである。
本発明は、この目Ｂ７＋を達成するために、交流出力喧
圧が所定値以下の範囲ではＰＷＭ制砒を行ない所定値以
上の範囲ではＰＡＭ制両全行なうようにしたものである
。
圧が所定値以下の範囲ではＰＷＭ制砒を行ない所定値以
上の範囲ではＰＡＭ制両全行なうようにしたものである
。
以下本発明を第３図に示す一実施例について説明する。
第１図と同じ部分は説明’ｃ４略する。
′重圧基準２３はＡ／Ｄ変換器４ｏに入力される。
Ａ／Ｄ変換器４０は基ば直流電圧基準設定器４１により
設定ぜれる基底直流電圧４２を最大値としてＡ／Ｄ変換
を行うものであり、基底直流゛重圧基準４２以上の入力
がきた場合、Ａ／Ｄ皺換器４０の出力はディジタル最大
値に飽和することになる。Ａ／Ｄ変便器４θの出力は、
ディジタル量ノｐ ｗ Ｍ変調率４３となり、ＰＷＭプ
ロセッサ４４に周波数基準２Ｉとともに入力され、トラ
ンジスタ運変換器１６のＰＷＭスイッチング信号を発生
する。
設定ぜれる基底直流電圧４２を最大値としてＡ／Ｄ変換
を行うものであり、基底直流゛重圧基準４２以上の入力
がきた場合、Ａ／Ｄ皺換器４０の出力はディジタル最大
値に飽和することになる。Ａ／Ｄ変便器４θの出力は、
ディジタル量ノｐ ｗ Ｍ変調率４３となり、ＰＷＭプ
ロセッサ４４に周波数基準２Ｉとともに入力され、トラ
ンジスタ運変換器１６のＰＷＭスイッチング信号を発生
する。
一方前ａ己ｐ Ｗ Ｍ変調率４３は、基ｊ正直流電圧基
準４３を最大値としてＤ／Ａ変奈を行うＤ ／ Ａ反候
器４５に入力でれ、アナログ血のＰＷＭ’亀圧制電圧ｔ
ｔ （ｇ号４６となる。ＰＡＭ制御アンプ２４には前記
基底直流電圧基準４２、及び前記４圧基準２Ｊが正極性
で又直流電圧フィードバック２６とＰＷＭ電圧制価量信
号４６が負極性でそれぞれ入力され位ｆ目制両イぎ号２
９となり１１ＩＬ１反換器の点弧回路３０に入力され、
直流電圧を制御する。ここで電圧基ｒ４２３が基底直流
′上圧基準４２より小さく、Ａ／Ｄ変換器４０が飽和し
ない場合は、重圧基準２３とＰ Ｗ Ｍ ＠圧制御１４
信号４６が相殺し、直流電圧１５は基１民直流電圧基阜
４２により定まる一定値に側線ぜれ、電圧基準２３が基
賎直流喧圧基準４２を越えた場合は、ｐｗＭｑ調率４３
は飽和し変調率１のＰＷＭ信号を発生させ、基底直流電
圧基準４２とＰＷＭ’嘔圧制叫ｊ布イぎ号４６が相殺し
、直流゛磁圧１５は、磁圧基準２３により定まる眠圧値
に制御される。
準４３を最大値としてＤ／Ａ変奈を行うＤ ／ Ａ反候
器４５に入力でれ、アナログ血のＰＷＭ’亀圧制電圧ｔ
ｔ （ｇ号４６となる。ＰＡＭ制御アンプ２４には前記
基底直流電圧基準４２、及び前記４圧基準２Ｊが正極性
で又直流電圧フィードバック２６とＰＷＭ電圧制価量信
号４６が負極性でそれぞれ入力され位ｆ目制両イぎ号２
９となり１１ＩＬ１反換器の点弧回路３０に入力され、
直流電圧を制御する。ここで電圧基ｒ４２３が基底直流
′上圧基準４２より小さく、Ａ／Ｄ変換器４０が飽和し
ない場合は、重圧基準２３とＰ Ｗ Ｍ ＠圧制御１４
信号４６が相殺し、直流電圧１５は基１民直流電圧基阜
４２により定まる一定値に側線ぜれ、電圧基準２３が基
賎直流喧圧基準４２を越えた場合は、ｐｗＭｑ調率４３
は飽和し変調率１のＰＷＭ信号を発生させ、基底直流電
圧基準４２とＰＷＭ’嘔圧制叫ｊ布イぎ号４６が相殺し
、直流゛磁圧１５は、磁圧基準２３により定まる眠圧値
に制御される。
以上述べたように、この方式では基＋ｉ＝流鴫圧基準４
２がＰＷＭ制副量を決定し、これをＯとすればＰＡＭ方
式のみで制御され、これを最大値とすれば、ＰＷＭ方式
のみで制御されることとなる。第４図に第２図に対応す
る′電圧基準２３、直流電圧１５、′ｐＷＭ変調率４３
、父流電圧１７の関係を示す第２図と第４図の比較より
明らかなように本発明による方式はＰＡＭのみ、ＰＷＭ
のみの場合は同じ特徴を示すが、ＰＡＭ、ＰＷＭ併用の
場合はＰＷＭ変調率と直流電圧の関係が逆になっており
、低電圧の場合は適当な値の一定直流電圧をＰＷＭで副
側ｊするため、従来の方式に比して順変換器のα制御を
進めることが可能であり、転流時の磁圧ジャンプを小さ
くすることが可能で直流リアクトルの値を小きくするこ
とが可能である。また、同様の理由により、順変換器の
入力力率も従来の方式に比して改善される。
２がＰＷＭ制副量を決定し、これをＯとすればＰＡＭ方
式のみで制御され、これを最大値とすれば、ＰＷＭ方式
のみで制御されることとなる。第４図に第２図に対応す
る′電圧基準２３、直流電圧１５、′ｐＷＭ変調率４３
、父流電圧１７の関係を示す第２図と第４図の比較より
明らかなように本発明による方式はＰＡＭのみ、ＰＷＭ
のみの場合は同じ特徴を示すが、ＰＡＭ、ＰＷＭ併用の
場合はＰＷＭ変調率と直流電圧の関係が逆になっており
、低電圧の場合は適当な値の一定直流電圧をＰＷＭで副
側ｊするため、従来の方式に比して順変換器のα制御を
進めることが可能であり、転流時の磁圧ジャンプを小さ
くすることが可能で直流リアクトルの値を小きくするこ
とが可能である。また、同様の理由により、順変換器の
入力力率も従来の方式に比して改善される。
制御回路の説明でも明らかになったように、本方式は主
回路電圧のフィードバックが１量で。
回路電圧のフィードバックが１量で。
あり、ＰＡＭとＰＷＭの制Ｎ匍の割合を紛える場合でも
１つのポリウムのｉＪＭで可能であり、従来の方式に比
して制御回路を簡素に猶成しうるものである。
１つのポリウムのｉＪＭで可能であり、従来の方式に比
して制御回路を簡素に猶成しうるものである。
又、順変換器部が電池等を電源とする直流−直流変換器
に敦っても同様な制１ｉ１４１回路が可能であることは
菖うまでもない。さらに本冥施例は磁圧形ＰＷＭインバ
ータを例にとって説明を行ったが、同様な回路の構成は
電流形ＰＷＭインバータにおいても可能なことは言うま
でもない。
に敦っても同様な制１ｉ１４１回路が可能であることは
菖うまでもない。さらに本冥施例は磁圧形ＰＷＭインバ
ータを例にとって説明を行ったが、同様な回路の構成は
電流形ＰＷＭインバータにおいても可能なことは言うま
でもない。
以上説明したように本発明による電力変換器の制御方式
によれば制御回路をきわめて簡素に構成することが＝Ｊ
能であり、入力力率の改善、直流リアクトルの小形化も
実現でき、信頼性の商い、高性能でコンパクトな電力変
換器を提供出来る。
によれば制御回路をきわめて簡素に構成することが＝Ｊ
能であり、入力力率の改善、直流リアクトルの小形化も
実現でき、信頼性の商い、高性能でコンパクトな電力変
換器を提供出来る。
＠１図は従来のインバータ装置のブロック図、第２図は
従来の制卸方式による動作説明図、第３図は本発明によ
るインバータ装置の一実施例を示すブロック図、第４図
は本発明の制師方式による動作説明図である。 １０・・・交流電源、１１・・・サイリスタ順変換器、
１２・・・直流リアクトル、１３・・・平滑コンデンサ
、′１５・・・直流電圧、１６・・・トランジスタ逆変
換器、１７・・・交流電圧、１８・・・交流電動機、２
０・・・周波数基準発生器、２１・・・周波数基準、２
２・・・電圧基準発生器、２３・・・電圧基準、２４・
・・ＰＡＭ制御アンプ、２５・・・砿圧検出器、２６．
２８・・・直流電圧フィードバック、２７・・・Ｐ Ａ
Ｍレート設定器、２９・・・位イ゛目制御信号、３０
・・・点弧回路、３１・・・位徊検圧器、３２・・・Ｐ
ＷＭ制６田アング、３３・・・交流電圧検出器１．”１
４．３６・・・出力電圧フィードバック、３５・・・交
流フィードバックスイッチ、３７・・・ＰＷＭ変調率、
３８・・・ＰＷＭプロセッサ、４０・・・Ａ／Ｄ変換器
、 ４１・・・基１氏直流電圧基準設定器、４２・・・
基底直流電圧基準、４３・・・ＰＷＭ変調率、４４・・
・ＰＷＭグロセッサ、４５・・・Ｄ／Ａ変換器、４６・
・・Ｐ Ｗ Ｍ ’電圧制碕量イＪ号。 出願人代理人 弁理士 鈴 圧 武 彦第１図 ２３ ２３ ２３第３図
従来の制卸方式による動作説明図、第３図は本発明によ
るインバータ装置の一実施例を示すブロック図、第４図
は本発明の制師方式による動作説明図である。 １０・・・交流電源、１１・・・サイリスタ順変換器、
１２・・・直流リアクトル、１３・・・平滑コンデンサ
、′１５・・・直流電圧、１６・・・トランジスタ逆変
換器、１７・・・交流電圧、１８・・・交流電動機、２
０・・・周波数基準発生器、２１・・・周波数基準、２
２・・・電圧基準発生器、２３・・・電圧基準、２４・
・・ＰＡＭ制御アンプ、２５・・・砿圧検出器、２６．
２８・・・直流電圧フィードバック、２７・・・Ｐ Ａ
Ｍレート設定器、２９・・・位イ゛目制御信号、３０
・・・点弧回路、３１・・・位徊検圧器、３２・・・Ｐ
ＷＭ制６田アング、３３・・・交流電圧検出器１．”１
４．３６・・・出力電圧フィードバック、３５・・・交
流フィードバックスイッチ、３７・・・ＰＷＭ変調率、
３８・・・ＰＷＭプロセッサ、４０・・・Ａ／Ｄ変換器
、 ４１・・・基１氏直流電圧基準設定器、４２・・・
基底直流電圧基準、４３・・・ＰＷＭ変調率、４４・・
・ＰＷＭグロセッサ、４５・・・Ｄ／Ａ変換器、４６・
・・Ｐ Ｗ Ｍ ’電圧制碕量イＪ号。 出願人代理人 弁理士 鈴 圧 武 彦第１図 ２３ ２３ ２３第３図
Claims (1)
- 交流入力電力を可変直流出力に変換する順変換器と、前
記可変直流出力を任、区の交流出力に変換する逆変（！
Ｉ！！器とにより構Ｊｆ：、きれる電力変換器において
、交流出力の制御を前記順変換器による直流出力の制御
に依存して行うＰ Ａ Ｍ制御と前記順変換器の出力を
一定とし、この一定の直流出力を前記逆変換器のパルス
幅変調測面によって行うＰＷＭ制副との双方で行う際、
前記′電力変換器の交流出力磁圧が所定値以下の範囲で
はＰＷＭ制仰により出力を制画し、所定値以上の範囲で
はＰＡＭ制＋ａ＋により出力を制御するようにしたこと
を特徴とする′電力変換器の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58056008A JPS59181973A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | 電力変換器の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58056008A JPS59181973A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | 電力変換器の制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59181973A true JPS59181973A (ja) | 1984-10-16 |
Family
ID=13015018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58056008A Pending JPS59181973A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | 電力変換器の制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59181973A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62147981A (ja) * | 1985-12-21 | 1987-07-01 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 電動機の制御装置 |
| JPS62250894A (ja) * | 1986-04-22 | 1987-10-31 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の駆動装置 |
| JPS62290370A (ja) * | 1986-06-09 | 1987-12-17 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 電動機の始動装置 |
| EP1055885A2 (en) | 1999-05-25 | 2000-11-29 | Sharp Kabushiki Kaisha | Air conditioner |
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1983
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