JPS59158113A - 高周波信号増幅器に線形性を与えるデバイス - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、マルチトーン信号を増幅すべく構成された非
線形性の複素係数をもつ高周波増幅器に線形性を与える
デバイスに係る。

非線形性を有する増幅器は、周波数の異なる複数の信号
で同時に励起されたときに、相互変調積と相称される雑
音信号を発生する。増駕されるべき高周波信号が互いに
接近していると、例えば変調信号の場合には、変調バン
ド外部で隣接チャネルを使用する通信の妨害が生じ、変
調バンド内部で音の歪みが生じまた特に多重搬送波デジ
タル伝送での誤り率の増加が生じる。

前記の如き欠点を除去するには非線形性による現象の影
響を最小限に抑制することが望ましい。

このために種々の解決方法が提茶されており、これらの
方法は、２種類、即ちサーボ制御デバイスと予補正デバ
イスとに分明され得る。

前記の方法はいずれも、増幅すべき信号ｅ（ｔ）を高周
波増幅器の入力に直接供給しないで増幅すべき信号から
得られた信号ｈ（ｔ）を供給する方法であり、これらの
信号のスペクトルは、増幅すべき信号の高周波スペクト
ル線と共に、除去すべき相互変調積の周波数の位置に補
正線を含む。

増幅器の非線形性係数が複素数であるときに、増幅器の
出力信号５ｆｔｌの絶対値、つまり係数（ｍｏｄｕｌｕ
ｓ）　　と位相とを別々に処理して補正線を得ることは
公知である。例えば、信号５（ｔ）の包絡線（減衰器）
と位相とを個々別々に、信号ｅ（ｔ）の包絡線と位相と
によってサーボ制御することは公知である。

更に、出願人名儀のフランス特許出願第８２０１４５４
号によれば信号５（ｔ）の別個の２つのパラメータに個
々別々に与えられる手補正によって補正線を得ることも
公知である。

詳細には、該特許出願に記載の線形化デバイスは、増幅
すべき高周波信号から第１及び第２の補正信号を手補正
により発生させる手段と、増幅すべき昼周波信号と第１
及び第２の補正信号とから増幅器の入力信号を発生させ
る前置補償デバイスとを含んでおり、前記補正信号のス
ペクトルは、増幅すべき高周波信号のトーン差の高川波
に対応する周波数の位置に振幅調整自在なスペクト・し
線を有しており、かつ、これらの補正信号は増幅された
信号の２つの別個のＩＱラメータに別々に作用しており
、前記入力信号のスペクトルは、増幅すべき信号の高周
波スペクトル線を含むと共に第１及び第２の補正信号の
スペクトル線の協働的振幅調整作用によって調整され得
る振幅をもつ補正線を奇数次の相互変調積の周波数の位
置に含んでおされるように構成されている。

更に、前出のフランス特許出願第８２０１４５４号に於
いては、増幅すべき信号を第１及び第２の補正信号の各
々によって変調するための位相変調器と振幅変調器とを
含む特別な前置補償デバイスが記載されている。

本特許出願は、前出のフランス特許出願のデバイスより
も本質的に制作し易い構造を有しており、また本発明の
第２の目的たる信号ｑ（ｔｌとｑ’ｉｔ）との発生手段
と組合せて容易に線形化デバイスとして使用され得る新
規な前置補償デバイスを提供する。

本発明によれば、マルチトーン信号ｅ　（ｔ）を増幅す
べく構成された非線形性の複素係数を有する高周波信号
増幅器に線形性を与えるデバイスが、増幅すべき高周波
信号から第１及び第２の補正信号ｑｆｔｌ　、　ｑ’ｉ
ｔ）を発生させる手段と、増幅すべき高周波信号と第１
及び第２の補正信号とから増幅器の入力信号ｈ（ｔ）を
発生させる前置補償デバイスとを含んでおり、前記補正
信号は、増幅すべき高周波信号のトーン差の属調波に対
応する周波数に振幅調整自在なスペクトル線が存在する
ようなスペクトルを有しており且つ増幅すべき信号の別
個の２つのパラメータに別々に作用しており、前記入力
信号のスペクトルは増幅すべき信号の筒周阪スペクトル
線を含むと共に奇数次の相互変調積の周波数の位置に補
正スペクトル線を含んでおり、前記補正スペクトル線の
振幅は、第１及び第２の補正信号Ｑｆｔ）　、　ｑ’ｉ
ｔｌのスペクトルのスペクトル線の協働的な振幅調整作
用によって調整可能であり、前記１８判整の結果、増幅
された信号内の伝送バンドの近傍に存在する奇数次の相
互変調積が消去されるように構成されており、前ｆｄ補
償デバイスが、増幅すべき信号ｅ　（ｔｌの振幅を第１
補正信号Ｑｆｔ＋で変調する変調器と、−だけ移相した
増幅すべき信号ｅ　（ｔｌの振幅を搬送波抑圧を伴なっ
て第２補正信号ｑ田で変調する変調器と、２つの変調器
の信号を加算し増幅器の入力信号を供給する加算器とを
含む。

本発明の別の目的によれば、第１及び第２の補正信号の
各々は、信号５（ｔｌの２つの特定、ｅラメータ、即ち
増幅器の伝達関数の実数部から得た信号成分と増幅器の
伝達関数の虚数部から得た信号成分（以後、増幅信号の
２つの実数直交成分の振幅の鏡映（ｒｅｆｌｅｃｔｉｏ
ｎｓ）又はより簡単に信号ｓ［ｔｌの成分ｘ、Ｙと指体
する）とを、増幅すべき信号の対応する成分でサーボ制
御することによって得られる。

本発明の非限定的代表例を示す添付図面に基く以下の記
載より本発明が更に十分に理解されよう。

別々の図に於いて、同一素子は同じ参照符号で示される
。

入力で信号ｅ　（ｔｌを受容し出力から信号５（ｔｌを
送出する高周波増幅器を例にとって説明すると、５ｉｌ
ｌは ５（ｔｌ　−Ｘ　（ｅ（ｔｌ　）　＋　ｊＹ　（ｅ（ｔ
）　）の如く表わされ得る。式中Ｘ及びＹは実関数」は
ｊ　２−−１の如き虚数である。

第１ａ図及び第１ｂ図から明らかなようにこの高周波増
幅器は直続形ではない。特にｘ（ｅ（ｔ））はｅ（ｔｌ
に比例しておらず、例えば軽い飽和を有している。出力
信号の絶対値は Ｉ　５ｆｔｌ　Ｉ　＝　ｒ　−ｅ（ｔｌで示し得る。

この絶対値のグラフを第１Ｃ図に示した。第１ｄ図は入
力信号に対する出力信号の移相φ（ｓ／ｅ）＝Ａｒｃｔ
ｇ（Ｙ／Ｘ） を示している。これらのグラフには理想的な増幅器の伝
達特性を点線で示した。このような増幅器で増幅される
信号ｅｉｔ）は従って増幅中に変形することになる。こ
れらの変形は伝達多項式に従い信号５ｌｔｌを分解する
ことにより解明し得る。このようなＳ　（ｔｌの分解は
、 Ｓｆｔ］＝Ａｅ（ｔ）＋Ｂｅ２（ｔｌ＋ｃｅ’（ｔｌ＋
　　−、・・・の如く示される。式中Ａ、Ｂ、Ｃは下記
の如く複素数である。

ＩＡＩ＝ａ＋ｊａ’、但しＡ、＝ｇ ｌＢＩ＝ｂ＋ｊｂ’、　　但しＢ＝ζ５］フ７壷−１−
赤申榔豐９・−争 Ａ、Ｂ、Ｃ，・・・・・・はこの増幅器の直線性欠如の
特性を示す。その絶対値は通常これらＡ、Ｂ、Ｃ・・・
・・・による重みの付加により高入力信号ｅ　（ｔｌの
）（ワーが大きくなればなる程小さくなる。以下、増幅
器の直線性欠如は面倒な相互変調積を出現せしめるとい
う事実が前述の分解によって如何に示さ」するかを説明
するが、これに加えて、補正すべき増幅器の伝達関数は
知る必要がなく従って本発明のデバイスは普遍的特性を
有するということも明らかにされよう。実際、本発明の
直線化デバイスで処理すると増幅器の特性項Ｘ、Ｙ、Ａ
、Ｂ、Ｃが消失し、代りに形式、ｓ＜ｔ） Ｓ（ｔ）　−Ｘ’　（ｅ（ｔ）＋　ｊＹ’　（ｅ（ｔｌ
　）の特性が得られる。Ｘ′及びＹ′　は直線的である
。

数である。従ってφＳ／ｅは定数になる。事実、該増幅
器が出力に高偶波フィルタを有していれば、そのフィル
タの作用は前述の５（ｔ）の式に組み込まれる。

信号ｅ（ｔｌが１つの高周波トーンしか有していない場
合、非直線性は高調波スペクトル線を発生させるにすぎ
ない。これらスペクトル線のランクに応じた振幅は係数
Ａ、Ｂ、Ｃ・・・・・・の値に依存する。

これらの線はＦ波により容易に除去し得る。一方、信号
ｅ（ｔｌが少なくとも２つのトーンを有している場合は
事情がかなり異なり、幾つかの寄生スペクトル線がこれ
ら２つのトーンの中間の周波数帯に出現する。これら両
トーンが互に接近していると前記の寄生相互変調績は簡
単にはｐ波できない。

次にＣＣＩＲ推奨の方法により２つの同等のトーンを有
する入力信号ｅ（ｔ）を例にとって説明するが、原理は
２つの異なるトーン又は任意の種類のｎ個のトーンを有
する場合も同様であり、複数の異なる振幅器から発信さ
れるトーンの場合にさえ適用される。

補正すべき増幅器の入力に与えられる例えば２つの同等
トーンをもつ信号ｅｆｔ）は次の如き形式で示されよう
。

ｅ（ｔＩ　−Ｖ　（ｃｏｓ　ｗｌ　ｔ　＋　ｃｏｓ　ｗ
２　ｔ　）これは とも表わし得る。

この式ではＷｌ及びＷ２が２つのトーンの各脈動を表わ
す。

−（Ｐ＋１として、１．５乃至３０Ｍ）（２バンド内で
発信されるＢＬＵ信号用増幅器を補正する場合、前記の
２つのトーンに対応する脈動ｗｊ、ｗ２は前記のバンド
内に位置し且つ相互間に例えば約３ＫＨ２の開きがある
ような周波数に対応することになる。

これらの値（大きさ）は勿論如何なる意味でも本発明の
用途を限定するものではない。

前述の如き信号ｅ　（ｔｌを第２図に示した。この図で
は信号ｅｉｔ）が正確には連続線で示された相互曲間隔
の狭い複数の半波で１２成されている。前出の２番目の
ｅｆｔ）式から明らかなように、ｅ（ｔ）は第１脈動信
号　Ｗ１＋Ｗ２　と第２脈動信号ｗ２−ｗ１２ （低周波数）との積に等しい。

前記の５（ｔｌの多項式分解において、ｅ（ｔｌを前述
した従来のツー・トーン値（ｔｗｏ　ｔｏｎｅ　ｖａｌ
ｕｅ）に置き換えれば、５ｆｔｌは全ての計算をした後
で次の如く示される。

５ｆｔｌ＝Ｂ＋Ｂ（ｃｏｓ（ｗｌ　−Ｗ２　）　ｔｌｃ
ｏｓ（ｗ１＋ｗ２）　ｔ　）＋（Ａ＋−（Ｃ０５Ｗｌ　
＊　ｔｌｃｏｓｗ２　＊　ｔ　）＋（−）（ｃｏｓ（２
ｗ１−ｗ２）ｔｌｃｏｓ（２ｗ２−　ｗｌ）ｉ）＋（−
）　　（ｃｏｓ　２Ｗ１６　ｔｌｃｏｓ　２ｗ２　＊　
ｔ　）＋−（ｃｏｓ（２ｗ１＋ｗ２戸＋ｃｏｓ（２ｗ２
　＋　Ｗｌ　）　ｔ　）＋　−（ｃｏｓ　３ｗ１−　ｔ
ｌｃｏｓ　３Ｗ２−　ｔ）ここでは計算を簡単にすべく
次数３の非直線性までで止めたが、上記の如く列挙され
た計算式はより大きい次数についても有効である。

第３ａ図には５（１１のスペクトルを示した。この図は
５ｉｔ）の総スペクトルを表わす。

このスペクトルは次の値 Ｗｌ　＋Ｗ２ Ｗ　＝　ｎ（−）　　Ｃ式中ｎはＯと無限との間の整数
〕 をもつ脈動の周囲に数組のスペクトル線を有している。

この総スペクトルに出現する前記の種々のスペクトル線
の撮幅は５（ｔｌの多項式分解のパラメータＡ、Ｂ、Ｃ
の関数として与えられたものである。

考慮すべきは縦座標として表わされる係数の絶対値だけ
である。ここで問題にするのは脈動ｗ１＋ｗ２周囲のス
ペクトル線グループのみであることに留意されたい。こ
のグループは脈動２ｗ１−ｗ２又は２Ｗ２−Ｗｌ　　レ
ベルにスペクトル線を有して□いるので面倒である。先
行技術デバイスでは更にこの有効バンドの外側に位置す
る高調波が容易に除去されることになる。事実、従来の
伝送装置には連続成分も低周波（Ｗ２−Ｗ＋）も通さな
い高調波フィルタを出力に備えたものがある。

前記の有効バンドつまり帯域内の増幅信号のスペクトル
を第３ｂ図に示した。このスペクトルは［＠ｗ１＆びＷ
２レベルにスペクトル線を有しており、これらのスペク
トル線はいずれも同一の係　Ｃ 救Ａ　＋−，−で東みを付加されている。従ってこれら
スペクトル線は互に同等の増幅処理を受けたことになる
。このスペクトルは更に２つの相互’＆ｉＪＩ寄生スペ
クトル線２ｗ１−Ｗ２　１２Ｗ２−Ｗ＋　を０ も有しており、これらスペクトル線には係数−「が対応
している。形式３Ｗ１−３ｗ２の４５次数の相互変調ス
ペクトル線の振幅は第３ｂ図に示さなかった。これらス
ペクトル課に作用する係数は第３次数の相互変調スペク
トル線に作用する係数より一般的に少ないが、他方で後
述の如く、これら相互変調スペクトル線は最初のものと
同じ処理を受けることになり従ってやはり消失する。こ
れを表示すると第３図が伏雑になるので省略した。

以上の説明から明らかなように偶数項はここで問題にし
ている相互変調積には係りない。従って偶数次の非直線
性には係らずに次ａ５まで計算を続けて次式に従い奇数
次の非直線性を求めることにする。

５（ｔ）＝Ａ　ｅｆｔｌ＋Ｃｅ３（ｔ）＋　Ｅ　ｅ’　
（ｔｌ前述の複素数（Ａ＝ａ＋ｊａ’、Ｃ＝＝ｃ＋ｊｃ
’及びＥ＝ｅ＋ｊｅ’）　　を全ての計算をして多項式
に与えると、５（ｔｌは高調波のＦ波後に次のような形
式で示されることになる。

（以下余白） 止 二 ω に のように書き表わすと５（ｔｌのスにクトルの各スペク
トル線が２つの実の直交成分、即ち非直線性係数の実部
からの成分と非直磁性係数の虚部に由来する！移相され
た成分とに従い高調波泥波を伴って出現する。

これらの成分は一方でやはり主要スはクトル線を通すｅ
（ｔ）の振幅変調に合致すると共に、他方でｅ　（ｔ）
の第２変調、即ちインデクスの小さい位相変調又は搬送
波を伴わない振幅変調（Ｄ　Ｂ　Ｌ、平衡変調）のいず
れかに合致する。この第２変調は丁ラジアン移相されて
おり第１変調に加えられる。

従って適切な第１補正信号Ｑ　（ｔｌによるｅ（ｔｌの
振幅７′ｒ− 変調と第２適切補正信号ｑ’（ｔｌによる予め了フジア
ン移相されているｅ　（ｔｌの搬送波を伴わない振幅変
調とを加えれば相互変調スペクトル線に対向するスはク
トル線を発生させることができる。このような理由から
第４ａ図に示されている本発明の前置補償デバイス１は
信号ｅ　（ｔ）及びｑ（ｔ）を受容する振幅変調器２と
、移相器４により丁だけ移相された信号ｅ（ｔｌを受容
する搬送波抑圧振幅変調器３と、夫々前記の２つの変調
器２及び３から信号ｈ１（ｔ）及びｈ２ｔｔ）を受容し
て増幅器の久方ｌｃ信号ｈ（ｔ）を送出する加算器５と
を備えている。

搬送波抑圧振幅変調器３は例えば平衡変調器、リング変
調器、乗算器、可変利得増幅器、又は他の任意の等価回
路で形成される。

実際にはかなり広い帯域に亘って操作したければ第４ｂ
図に示されている如く２つの出力から信号ｃｚ（ｔ）と
ｅ２（ｔ）を送出する・ぞスオール（ｐａｓｓ−ａｌｌ
）形四極子を用いる公知の先行技術回路４′を使用する
。前記の信号ｅ１（ｔｌ及びｅ　２　（ｔｌは相互ｊζ
−ラジアン移相されているか入力に対しては種々の位相
をとる。この位相の可変性は本発明の範囲内においては
全く二次的な問題である。何故ならこの移送は伝送すべ
き狭いスはクトル（数キロヘルツ）を通して一定してい
るからである。

− ｅｌ（ｔｌ及びｅ２ｆｔ１間の丁フジアンの位相差の正
確さと安定性とは前記パスオール回路の性能レベルに依
存する。

６　（ｇ　＝　ｆｆ”　（ＣＯ５（ｗ　１ｔ−φ（ｆｌ
　）　＋ｃｏｓ　（ｗ２　ｔ−φ（ｆｌ））ｅｌ（ｔ）
＝Ｖ（ｃＯｓｗｌｔ　＋ｃｏｓｗ２ｔ　）であればとな
る。

主要スペクトル線は４幅変調器２（又は可変利得振幅器
）により伝送されなければならないため、実際の操作で
は更にこのブランチへの通過を非対称移相器を用いて促
進させる。この移相器は零度又は−１５ｄＢｌこ維持す
る。また、カ嬶は１ｓ相されたブランチの入力とじて結
合チャネルを用いる例えば１０又は１５ｄＢの広帯域カ
ップラの如き非対称加算器によっても行い得る。実際、
移相されたチャネルを大幅に変調すると主要スペクトル
線の１０又は３０ｄＢと等価の変調スはクトル緑が得ら
れる。通常はそれで十分である。

第４ｃ図は第４ａ図及び第４ｂ図の変形例であり、変調
器２及び３が双方共増幅すべき信号ｅ　（ｔｌを受容し
、これら変調器２及び３から夫々送出されるスペクトル
線相互間の丁移相が加算器５に代る１σ角カツシラ５′
？こよって行われる。直角カップラ５′は変調器２及び
３からのスはクトル線を移相（周波数に応じて変化）さ
せるのであるから、信号ｑｆｔｌ及びｑ’（ｔｌがフィ
ート９パツクにより得られる場合にはこの移相を考慮し
なければならない。

第４ａ図は更に別の変形例を示している。この図ではヲ
移柑された変調スペクトル線に好ましくは無視し得るよ
うな微小変調を加える加算器５の後に据１隅変調器２が
１゛イ己置されている。

第４ａ図乃至第４ｄ図の箭置積′律デバイスは振幅変ｒ
Ａ器のみを１吏用するため具体化がより簡単である。こ
のデバイスの動作については第５図乃至８４４７図に示
された種々の具体例における補正信号ｑ　（ｔｌ及びｑ
′（ｔ）の取得手段と関連させて説明する。

補正信号ｑ（ｔｌ及びイ（ｔｌは手補正又はパラメータ
従属操作により取得し得る。

第５図には、本出願人名義の特許出願ｍ８２０１４５４
号に記載のデバイス、即ちＬ′４幅すべき信号の手補正
により相互変調を減少せしめるデバイスに従い、増幅す
べき１６号の包粕緑を氾理することによって得られる信
号ｑ（ｔｌ及び（＋’（ｔｌを受容する本発明の前置補
償デバイス１を（例えば第４ｂ図に従い）示した。

信号ｑ　［ｔｌはＮ個の乗算器６１，６２．６３・・・
・・・６Ｎと、振幅及びサイン利得がｉｌ＋Ｘ！ｌ整可
能なＮ個のＩＫ線線幅幅器８ｎ、加算器９とによって得
られ、第１乗算器６１は信号ｅ（ｔ）の包絡巌検出器７
の出力に接続された２つの入力を有しており、第２乗算
器６２は第１乗算器の出力に接続された２つの入力を有
しており、第ｎ乗算器６ｎ（ｎは３乃至Ｎの間の整数）
は第１乗算器の出力と第（ｎ−１）乗算器の出力とに夫
々接続された２つの入力を有している。前記のＮ個の増
幅器はいずれもこれらＮ個の３４！：ｍ群中いずれか１
つの乗算器の出力に接続された入力を有している。また
加算器９はこれらＮ個のｉｉＪ調整調整利得器幅器８ｎ
力に接続されたＮ個の入力と信号ｑ（ｔｌを送出する出
力とを七°している。

同様にして信号ｑ／　（ｔｌはＮ個の乗ｇ、器６ｎと、
振幅及びサイン利得か調整可能なＮ個の直線増幅器Ｉｏ
ｎと、加算器１１とによって得られ、各増幅器はＮ個の
乗穴器６ｎ中１１すれかの乗算器の出力に接続された入
力を有しており、加算器１１はＮ個の可凋整増幅器Ｉｏ
ｎの出力に接続されたＮ個の入力と信号ｑ’（ｔｌＧ送
出する出力さを■している。

第５図には力］線化すべき高周波増幅器１２も示したこ
の増幅器は罰ｉ桶イ賞デバイス１から信号ｈ　（ｔｌを
受容する。

第５図の直線化デバイスは次のヌロく作動する。

ｅ　１（ｔｌ＝　Ｖ　（Ｃ０５Ｗ１　ｔ　＋ｃｏｓｗ２
　ｔ　）とすればＱ（ｔｌは ｑ（ｔ）＝２　ｋＩＶ２　＋　６　ｋ２Ｖ’　　＋　１
＋（２に１ｖ２＋ａｋ２ｖ’　　）ＣＯ３（Ｗ２−ｗｌ
）ｔｌ　２　ｋ２Ｖ’　　　　　　　　　ｃｏｓ２　（
ｗ２−　ｗｌ　）　ｔとなる。係数ｋｌｌｋ２・・・・
・・は利得がオはレータにより代数的に調整され得る増
幅器８ｎの利得を表わす。項＋１は可変利得段からの振
幅変調の特性を表わし、その場合それは外側にあるため
変調器段はｅ（ｔｌとｑ　（ｔｌとの乗算のみを行いそ
の結果ｈ＋（ｔｌ”ｅｌ（ｔ）・ｑ（ｔｌ　。

即ち １１１（ｔｌ＝（Ｖ　＋　３　ｋＩＶ”　＋１０　ｋ２
　Ｖ５）　（Ｃ０５ｗ１　ｔｌＣ０３ｗ２　ｔ　）＋（
ｋＩＶ３＋５に２Ｖ’　）　（ｃｏｓ（２ｗ１−ｗ２）
ｔｌｃｏｓ（２ｗ２−ｗｌ）　ｔ　）＋に２Ｖ５（ｃｏ
ｓ（３ｗ１−２ｗ２）ｔｌｃｏｓ（５ｖｙ２−２ｗ１　
）　ｔ　）が得られる。

同様にしてｑｆｔｌは ｑ（ｔｌ”　　２　ｋ’１Ｖ”　＋　６　ｋ’２　Ｖ’
＋（２ｋ’Ｉ　Ｖ２＋　８　ｋ’２　ｖ４）ｃｏｓ（ｗ
２−ｗｌ）ｔｌ　２　ｋ’２’Ｖ’　　　　　　　　　
ｃｏｓ２（ｗ２−ｗ４　）　ｔ〔式中に１　、に２・・
・・・・はオはレータにより代数的に調整し得る利得を
もつ増幅器Ｉｏｎの利得を表わす（この場合は主要スペ
クトル線の伝送を伴わない変調。従って項＋１は出現し
ない〕となり、その結果 以下余白 −１へ が得られる。

信号ｈｆｔｌ＝ｈ１（ｔｌ＋　ｈ２（ｔｌは種々のレベ
ルを考慮して実質的に主要スはクトル線のみに作用する
非直線性を有する増幅器１２を通過する。従って出力信
号５（ｔ）は次の如く表わされる。

（以下余白） ど−ど） 最高次のスはクトル線で調整を開始すれば、の場合５（
ｔ）は ５（ｔｌ＝　ａ　Ｖ　（Ｃ０５ｗ１　ｔ　＋Ｃ０５ｗ２
　ｔ　）＋　ａ’ｖ（ｃｏｓ（Ｗｌ　ｔ　＋ｙ）　＋ｃ
ｏｓ（ｗ２　ｔ　＋ｙ））となる。

第６図には、第４ｂ図に従う前置補償デバイスを示した
。このデバイスには、増幅後の信号の振幅と位相を増幅
前の信号の振幅と位相に従属させるという方法で操作し
て、信号ｑ（ｔｌ及びｑ’（ｔｌが適用される。＠６図
にはさらに高周波増幅器１２の出力側に配置された高調
波フィルタ１３も図示される。。

先行技術によれば、信号ｑ　（ｔｌは、減衰器１５を用
いて減衰される信号５（ｔｌと、２個の包絡線検波器１
６及び１７を用いてそれぞれ検出される信号ｅ　１［ｔ
ｌとの包絡線を比較する比較器１４の出力側で得られる
。

同様に、信号／１１＋は、チョッパ１９及び２０にそれ
ぞれ付加される信号５ｆｔｌ及びｅｌ（ｔ）の位相を比
較する位相比較器１８の出力側で得られ、位相比較器１
８には低域フィルタ２１が従属し、ｅｌ（ｔｌの径路内
には遅延路２２が配置されている。

係数及び位相に依存つ才り従属する操作は公知であるか
ら、ここで詳しい説明は控える。

第７図には、第４ｂ図に従う前置補償デバイスを示した
。このデバイスには本発明に従い、２個のうち１個は増
幅前の信号と同位相である２個の実数直交成分に従って
増幅された信号の振幅を代表する継続信号（ＸＳ及びＹ
、）と低周波数とを、増幅すべき信号を代表する同様の
信号（Ｘ　ｅ及びＹｅ）に比較することにより得られる
信号ｑ（ｔｌ及びｑ’（ｔ）が適用される。

この従属の原理について先ず説明する。

入力信号を ｅ　１　（ｔｌ　＝　Ｖ　ＣＯ５ｗｔ　　　とする。

一定の位相変移中を与える利得Ｇをもつ線形増幅器を通
過させた後、 ５（ｔｌ−”　Ｇ　ＶＣＯ３（ｗｔ＋φ）を得る。

この入力信号を２乗すれば、 Ｃ２１（ｇ＝Ｖ−２（１＋ｃｏｓ２　ｗ　ｔ　）となる
。

筒周波頂を除去する低域ろ波後に ２ Ｘｓ−丁 が残る。但しＸｅは事実上横座標軸による成分の２乗に
比例する。

互の位相変移が、Ｃ２（ｔｌを得るためｅｌ（ｔ）に加
えられ、この新たな信号にｅ　１（ｔｌを掛けると、π ｅｌ（ｔ）、　Ｃ２（ｔｌ　＝Ｖ２（ｃｏｓ　ｗ　ｔ　
、ωｓ（ｖｉ　ｔ　＋２　）　）ｒ７ｒ ＝Ｖ２（ｃｏｓ（２ｗｔ＋−）＋ｃｏｓ−２）となる。

低域ろ波すると、 Ｙｅ　：Ｏが残る。

出力信号についても同じ乗算をおこなえば、が得られる
。

即ち、ろ波後ｌこ となり、さらにろ波をおこなって、 ■ 丁　がなければ、 Ｘ　ｅ　”　Ｖ　　　　　　　　Ｙ　ｅ　＝　ＯＸ　ｓ
　＝　Ｇ　Ｖ　ｃｏｓ　　φ　　Ｙ　ｇ　＝　ＧＶ　ｓ
ｉｎ　　φであることがわかる。

ここでこの原理を第４ｍ、４ｂ、４ｃ及び４ｄ図の前置
補償デバイスに、即ち信号 ｅ　ｄｔｌ　＝　Ｖ　（Ｃ０５Ｗ１　ｔ　＋　ｃｏｓｗ
２　’ｔ　）及びＣ２（Ｌｌ＝’／　（ｅｏｓ（ｗｌ　
＠　＋−Ｈ）　＋ｃｏｓ（ｗ２ｔ＋−ｙ））に適用すれ
ば、 但し出力信号Ｓ　（ｔｌは上記の公式（１）により決定
された値で、β伝達関数戴衰器を用いて減衰させたもの
とし、乗算し、低域ろ波にかければ、式％式％）） 以上の信号については、連続項と、２個の初期トーン間
の周波数誤差の低調波周波数とが認められつる。これら
の信号の各々は、ＸＳについては修正されるべき振幅の
非線形係数の種々の実数部分の結合であり、Ｙｓについ
ては同一線形係数の種々の虚数部の結合である振幅を有
している。これらの係数はここでは次数５を超えない非
直線性について示されている。実際にはこれらの係数は
もつと大きな値をとる。従って倍率器の後段で使用され
る低域フィルタのカットオフ周波数を見積ることができ
よう。

入力信号を特性づける大きさＸｓ、Ｙｅと、出力信号を
特徴づけるこれと対応する大きさＸｓ。

Ｙｌｌとを用いて、２個の独立した従属ループを提供す
ることができる。これらのループの各々は基準情報とし
てＸｅ及びＹｅ（０に等しい）を、帰還情報としてそれ
ぞれＸｓ及びｙｓを用いる。この従属性は一方ではＸｓ
とＸｅとの間の差、他方ではＹｓと０との間の差を相殺
しようとする傾向をもつから、出力信号は入力信号にで
きるかぎり類似する。これら２ループの比較部材は差動
増幅器により形成され、その利得は、前置補償デバイス
内に２個のアクティブ変調部材を付加することにより修
正精度を限定する。誤差信号ｑ　（ｔ）及びＱ’　ｆ　
ｔ）は、基準及びフィーｒバック情報間の誤差の関数で
ある。

第７図では、誤襄信号ｑ　（ｔ）は差動増幅器２３の出
力側で得られ、この増幅器はその２個の入力口において
基準Ｘｅと、従属５（ｔ）成分を形成するための帰還Ｘ
８情報を受けとり、この帰還情報は増幅器の伝達関数の
実数部から送られてくる。

基準情報Ｘｅを得るため、回路４′の非移相出力におい
て得られる信号＠１（ｔ）を２つの入力端子で受信する
倍率器２４が具備され、その出力側にはさらに低域フィ
ルタ２５が具備されている。

同様に帰還情報Ｘ８を得るため、β伝送関数減衰器２７
を介して減衰される信号ｅ１（ｔｌ及び信号５（ｔ）を
それぞれ２つの入力口で受信する増幅器２６と、この増
幅器の出力側に配置された低域フィルタ２８とが具備さ
れている。

誤差信号ｐ′（ｔ＞は、基準情報Ｙｅ（Ｏに等しい）と
、独立Ｓ　（ｔ）成分を形成するための帰還情報Ｙ８と
を２つの入力端子で受信する差動増幅器２９の出力側で
得られ、上記の独立５（ｔ）成分はこの増幅器の伝達関
数の虚数部から送出される。帰還情報ｙｓを得るため、
信号ｅ　（ｔ）と信号Ｓ　（ｔｌをそれぞれ２つの入力
端子で受信する倍率器３０、及びこの倍率器の出力側に
配置された低域フィルり３１力５具備されている。

低域フィルタは調波ｎ（Ｗ２　　Ｗｌ　）をもつ０但し
この場合ｎは１に等しいか、１以上かの整数である。例
えば１，５〜３０　ＭＨ２の周波帯での増幅の場合、低
域フィルタのカットオフ周波数は５０ｋ　Ｈ２に等しく
選択されうる。

本発明に従う修正信号ｑ　（ｔｌ及びｑ’（ｔ）を得る
ための手段は本発明装置以外の前置補償デノＺイスと共
に使用することもできるが、第７図に示″２１−通り、
これらの修正手段が本発明装置に結合して用（７１られ
る場合には、−移相器４′は前置補償デノＺイスと信号
Ｑｆｔｌ及びｃ＋’（ｔｌを得るための手段とに共通で
あり、このようにして線形性デ／でイスの実施力Ｓ容量
になされる。

再び単一のトーンの信号の場合に戻ると、Ｘ、＝ｆｆｉ
　　　　　　Ｙｅ＝０ Ｘｒｘ　＝””ＣＯ５ｄｒ　　　Ｙ　ｓ　＝”　ｓｉ。

φ２ であり、２つのル−プが平衡してむ１れば、）Ｃｅ　；
Ｘ　ｓ　＋　　となり、即ちｙ２　　ＧＶ” 一Σβ−ｃａｓφ　　　又は ２ Ｖ＝βＱ　Ｖ　ＣＯ３−となる。

さらに　Ｙ　６　＝　Ｙ　ｓ　　であるカーら、Ｐｌち
、Ｏ鐸Ｇ　Ｖ　ｓｉｎφ、又は ｓｉｎφ鐸Ｏとなる。

２つのループが平衡してＧ）るとき、単一　トーンの信
号について β φα０　　　　である。

２つのトーンの信号の場合？、！、２つのル−プの平衡
は、一方では式Ｘｅ及びＸｓＣ上言己公式（２）及び（
４）参照）〕内の、他方では式Ｙｅ及びＹｓ（公式（３
）及び（５）〕内の同−一ζルスを有する項の同等性に
よって得られる。

等式Ｙ８＝Ｙｅは以下の式から得られる。

９　ｃ’Ｖ３５０　ｅ’Ｖ’ β■（ａ′ｖ＋　４　　＋　　８　）＝。

７５　ｅ’Ｖ’ βＶ　（ａ　’　Ｖ　＋３　ｃ’　Ｖ　”　十ｓ　　　
）　＝Ｑ６．３Ｄ βＶ　（ａ　ｃ　Ｖ　３＋ｓ　ｅ’　Ｖ　’　　）　＝
０β■（１８′■５）＝０ βとＶは零ではないから、等価項、／、　　ｃ／、　ｄ
／　　は、下記に従って得られる。即ち、 ｅ′＝０１次数５の相互変調を意味し、公式（１）の移
相ｔ７は零。

Ｃ／＝Ｑ、　　次数３の相互変調を意味し、公式（１）
の移相量７は零。

π ａ′−〇、　　主成分を意味し、公式（１）の移相量−
ラジアンは零。

同様に等式Ｘｓ”Ｘｅは以下の式から得られる。

３　　　　　　３０ βＶ　（ｃ　Ｖ　３”　ｓ　ｅ　Ｖ　’　）　二〇βＶ
　（ａ　ｅ　Ｖ’　）　二〇 ９ｃ　　　５０ｅＶ’ βＶ（ａＶ”−２−Ｖ３　＋　ａ−−一一う＝ｖ２７５
　ｅ　Ｖ’ βＶ（ａＶ＋３　ｃＶ’　　十−−→＝ｖ２先の例と同
様に、等価項ａ、ｅ、ｅは下記に従って得られる。即ち
、 ｅ＝０９次数５の相互変調を意味し、公式（１）の非移
相は零。

ｃ＝０１次数５の相互変調を意味し、公式（１）の非移
相は零。

ａα−２主スペクトル線上の装置の利得をあらβ わす。

従って本装置は、利得Ｇの非線形増幅器が線形速度で帰
還を受けるＨＦ信号に従属する従来形の動作をおこなう
ことが明らかである。それ故等価利得は、 Ｇ、ｇＣｇは差動増幅器の利得をあられす）が１を大幅
に上根われば、これは依存性に関する一般式である。上
記のように仮定したことは正しい。

なぜならば、差動増幅の入力で２つの信号が平衡ζこな
り零差を示すときｇが語差信号（ｑおよびｑ′）を付荷
するほど大きいと仮定できると考えたからである。

実際上、Ｉ（Ｆチェーンの種々の部材内には何らかの移
動時間が存在し、パルスＷで可変の位相すれθ＝Ｗτを
生じる。

従って、 （以下余白） −〜 ＼ζ ｇ が得られる。

今回は、各々の項は２つの部分よりなり、４のうち寄生
項はθ値により加重され、すべてがθが大きくなるにつ
れて面倒になる。

以上の如く装置は安定化するが、１つのループが他のル
ープの修正に作用するか、あるいはその逆が行われる場
合、これらの作用の相互依存性が生じる。この困難性は
遅延回路を配置して、出力ｅ１（ｔ）及びｅ２（ｔｌの
両方において倍率器の方向にθを零値に戻すことによっ
て避けることができる。

θの零復帰は値τの２つの遅延路３２及び３３を配置す
るか、又はβ復帰内に遅延路３４（Ｔ−τ）を配置する
かによって行うことができる％’＋、但し遅延路３４は
周波数により変化するから、やや不適である（遅延路３
４は第７図に破飢で示す）。

第７図に離縁で示した通り、減衰器２７は例えばプログ
ラム化したメモリ３８により制御される可変減衰器３７
により代用することもでき、それによって前置補償デバ
イス１の動作点を一定に保つため、増幅器の利得を線形
化すべく補償する。

第７図では、出力情報５（ｔ）は高調波ろ波の後段でと
り出される。しかし５（ｔｌは、調波にｅｌ（ｔｌ及び
ｅ２（ｔｌを掛は合わせることにより（倍率器２６及び
３０内で）、低域フィルタ２８及び３１により消去され
るＨＦ項が得られるから、ろ波の前段でとり出してもよ
い。出力情報を高調波フィルタ１３の後段でとり出す場
合、このフィルタは、移動時間に加わる非常にわずられ
しい位相変移を生じる。従って２個のフィルタ３５及び
３６は、出力を除いて同一の機能及び構造で構成するこ
とができ（移相機能だけが問題になる）、遅延路３２及
び３３と直列に配置される。従って信号の達する倍率器
２６及び３０間ｌこ良好な位相補償が得られる。

１つのトーン又は２つの等しいトーンを有する入力信号
の場合、等価利得は線形値として帰還係数βの逆数をも
つことがわかった。

２つの不等のトーンを有する入力信号の場合は、ｅ　（
ｔｌ＝Ｖ１　ｃｏｓｗｌ　ｔ　＋　Ｖ２　ｃｏｓ　ｗ２
　ｔ　　となる。

従って次の式が得られる。

（以下余白ン ＾　　　　　　ハ 細１へ　崎１へ 十、十 一〕　　　　　　−ノ　　　　　　（イ）　　　　　　
　（イ）　　　　　　（）　　　　　　（）＋　　　　
　＋ （）　　　　　　＼ノ Ｘｅ及びＹｓの計算をここでは展開しないが、前記の通
り、Ｙ！ｌ及びＹｅ（＝０）間の均等性は閉ループ内の
非線形虚数項を相殺する。同様に、Ｘｓ及びＸｅ間の均
等性は閉ループ内のａ以外の係数を相殺する。

しかしＸｅの初項は次の如く展開される。

（以下余白） 二　　　　　　− ７制へ　　　　（１へ と　　　　　　　　　　　＋　　　　　　　＋先ｌこ見
た通り、等価の閉ループ項ｅ　、ｃ　、ｅ’、ｃ’、ａ
’はコンパレータの入力端子における均等性によって相
殺される。

閉ループでは、Ｘｉ及びＸｅは β Ｘｓ”、、（ａＶｌ”　＋ａＶ２２）＋２ａＶＩＶ２ｃ
ｏｓ（ｗ２−ｗｌ）ｔＸｅ＝ｚ（Ｖｌ　２＋Ｖ２”　　
）＋ＶＩＶ２ＣＯ５（ｗ２−ｗｌ）ｔとなる。

ＸｅとＸｓとの比較によって最終的に次の値が得られる
。即ち、連続環については、 パルスｗ２−ｗ１の項については、 ＶＩ　Ｖ２　”　２　ａ　ＶＩ　Ｖ２ である。それゆえ（平衡付きの閉ループ内で）［さ１　
である。ｎ個のトーンをもっ入力信号をとりあげた場合
にも同じ解が得られる。従って、ｅ　（ｔｌと５（ｔｌ
との間の位相条件が零にできるかぎり近い値であると考
えられる限り、あらゆる場合において 関数）が得られる。

【図面の簡単な説明】

Ｍｌａ、ｌｂ、ｌｃ及び１６図は、線形性を与えるべき
ＨＦ増幅器の伝達関数の線図、第２図は、等しい２つの
トーンで励起される第１図の増幅器の入力信号とこの（
ｅｆ号の包絡線との形状を示す線図、’４３　ｍ及び３
ｂ図は、増幅器の出力信号の総スはクトルと戸波スＲク
トルとを示す線図、第４ａ図は本発明の前置補償デバイ
スの機能回路図、第４ｂ、４ｃ、４ａ図は第４ａ図の変
形例を示す説明図、第５図は、増幅すべき信号の包絡線
の処理により得られた補正信号を本発明の前置補償デバ
イスに印加するように構成された手補正線形化デバイス
の機能回路図、第６図は、増幅された信号５（ｔｌ及び
増幅すべき信号ｅ（ｔ）の振幅及び位相を夫々比較して
得られた補正信号を本発明の前置補償デバイスに印加す
るように構成されたサーボ制御線形化デバイスの機能回
路図、第７図は、本発明に従って、増幅信号の２つの実
数直交成分の振幅の鏡映である２つのパラメータを増幅
すべき信号の対応する成分に比較して得られた補正信号
を本発明の前置補償デバイスに与えるように構成された
サーボ制御線形化デバイスの機能回路図である０ １・・・・・・前置補償デバイス、２，３・・・・・・
振幅変調プラ、１２・・・・・・増幅器、２４，２６．
３０・・川・乗算器、２５，２８，３１・・・・・・低
域フィルタ、３２゜３３・・・・・・遅延線、３７・・
・・・・減衰器、３８・・・・・・メモリ。 出局人　トムツノ−七ニスエフ ｒ　ｊ　＋’ｌｊ人ｅｌｆ士川　　用　義　雄代理人弁
理士今　　村　　　元

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）マルチトーン信号ｅ（ｔ）を増幅すべく構成され
   た非１陣形件の棲素係数をもつ高周波信号増幅器に線形
   性を与えるデバイスであり、増幅すべき高周波信号から
   第１及び第２の補正信号ｑ（ｔｌ、Ｑ’　（ｔｌを発生
   させる手段と、増幅すべき高周波信号と第１及び第２の
   補正信号とから増幅器の入力信号ｈ　（ｔｌを発生させ
   る前置補償デバイスとを含んでおり、前記補正信号は、
   増幅すべき高周波信号のトーン差の筒周波に対応する周
   波数に振幅調整自在なスペクトル鋺が存在するようなス
   ペクトルを有しており且つＪ’＋２７幅すべき信号の別
   個の２つのパラメータに別々に作用しており、前記入力
   信号のスペクトルは増幅すべき信号の高周波スペクトル
   線を含むと共に奇数次の相互に調積の周波数の位置に補
   正スペクトル線を含んでおり、前記補正スペクトル線の
   振幅は、第１及び第２の補正信号ｑｔｔ＋　、　ｑ’ｉ
   ｔｌのスペクトルのスペクトル［株］の協Ｇｈ的な振幅
   調整作用によって調整可能であり、前記Ａ整の結果、増
   幅された信号内の伝送バンドの近傍に存在する奇数次の
   相互変調積が消去されるように構成されており、前置補
   償デバイスが、増幅すべき信号ｅｆｔｌの振幅を第１補
   正信号ｑ（ｔ）で変調する変調器と、−だけ移相した増
   幅すべき信号ｅ（ｔ）の振幅を搬送波抑圧を伴なって第
   ２補正信号Ｑ’ｆｔｌで変調する変調器と、２つの変調
   器の信号を加算し増幅器の入力信号を供給する加算器と
   を含む高周波信号増幅器に線形性を与えるデバイス。 （２）増幅すべき信号ｅ（ｔｌの振幅を第１補正信号ｑ
   ｆｔｌで変調する変調器と、増幅すべき信号ｅ　（ｔｌ
   の振幅を搬送波抑圧と共に第２補正信号ｑ’ｔｏで変調
   する変調器と、これらの２つの変調器から信号を受信し
   増幅器の入力信号を供給する直角位相カップラとを含む
   特許請求の範囲第１項に記載のデバイス。 （３）第１及び第２の補正信号ｑｆｔｌ　、　ｑ’ｉｔ
   ｌの各々が、線形化すべき増幅器の伝達関数の実数部及
   び虚数部から夫々得られた（減衰）増幅信号の２つの直
   交成分Ｘ及びＹの夫々の振幅を、増幅すべき信号の対応
   する成分に従属させることによって得られる特許請求の
   範囲第１項に記載のデバイス。 （４）パラメータＸを従属させる基準情報Ｘｅが、増幅
   すべき信号ｅ（ｔｌを２つの入力に受信する乗算器とこ
   の乗算器に後続する低域フィルタとによって得られる特
   許請求の範囲第３項に記載のデバイス。 （５）　　７ｇラメータＸを従属させるフィードバック
   情報ＸＳが、増幅すべき信号ｅ（ｔｌと減衰増幅信号β
   　５（ｔｌとを受信する乗算器とこの乗算器に後続する
   低電ｊイルタとによって得られる特許請求の範囲第３項
   に記載のデバイス。 （６）・？ラメークＹを従属させる基準情報Ｙｅが零で
   ある特許請求の範囲第３項に記載のデバイス。 （カ　）ＱラメータＹを従属させるフィードバック′ｆ
   ７＋ 情報Ｙｓが、−たけ移相した増幅すべき信号） ｅ（ｔｌと減衰増幅信号　７ｊｓｆｔ）とを受信する乗
   算器と、この乗算器に後か元する低べフィルタとによっ
   て得られる特許請求の範囲第３項に記載のデバイス。 ・８）補正信号Ｑ　（ｔ）　、　ｑ’　ｉｔ）の発生手
   段が、増幅すべき信号に対する（減衰）増幅信号の位相
   ズレを補償する遅延線を含む特許請求の範囲第３項に記
   載のデバイス。 （９）増幅器の出力信号の減衰βが、フィードバック情
   報の作成以前に前置補正デバイスの動作点を一定に維持
   すべく制御される特許請求の範囲第３項に記載のデバイ
   ス。 （１〔前記制御が、可変減衰器を制御するプログラム化
   メモリによって与えられる特許請求の範囲第９項に記載
   のデバイス。 Ｕυ　第１及び第２の補正信号ｑｆｔｌ　、　ｑ’（ｔ
   ｌの各々が、線形化すべき増幅器の伝達関数の実数部及
   び虚数部から夫々得られた（減衰）増幅信号の２つの直
   交成分Ｘ及びＹの夫々の振幅を、増幅すべき信号の対応
   する成分に従鳴させることによって生成されており、ノ
   ９ラメータＹを従属させる前記フィードバック情報Ｙｓ
   が、−だけ移相した増幅すべき信号ｅ　（ｔ）と減衰器
   幅信号５（ｔ）とを受信する乗算器とこの乗算器に後続
   する低域フィルタとによって供給されており、前記−の
   位相ズレも同じ素子によつて与えられる特許請求の範囲
   第１項に記載のデバイス。