JPS59138127A - 位相制御発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は位相制御発振回路に関し、特に位相制御発振回
路に具備される位相同期ループの位相同期特性を改善す
る位相制御発振回路に関する。

従来の位相同期ループを備える位相制御発振回路におい
ては、第１図に示される１例に見られるように、端子５
１から入力される基準信号は、位相比較器１において電
圧制御発振器（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　
　０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ　：　　以下、略してＶＣＯと
いう）４の発振出力信号と混合され、直交同期検波され
て、前記基準信号の位相と前記ＶＣＯの発振出力信号の
位相との位相差に対応する位相誤差信号を発生し、交流
増幅器２および直流増幅器３に出力する。交流増幅器２
においては、前記位相誤差信号を増幅し、抵抗Ｒ，，Ｒ
，およびコンデンサＣ□　より成る利得制御回路５を経
由してエミッタホロワＱ□に入力し、このエミッタホロ
ワＱ、を介して、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２より成
るラグ・フィルタ６に出力する。また一方の直流増幅器
３においては、前記交流増幅器２の出力信号と端子５２
より入力される固定の基準電圧とを入力して、所定レベ
ルの電圧をラグ・フィルタ６に出力する。エミッタホロ
ワＱ１　　と直流増幅器３との入力に対応して、ラグ・
フィルタ６より出力される電圧は、相互に合成されて、
周波数制御電圧としてＶＣＯ４に入力される。

本従来例において、位相比較器１の出力である位相誤差
信号を増幅する系として、交流増幅器２および直流増幅
器３の両系統を備え、ラグ・フィルタ６を介して同波数
制御電圧を合成している理由は、位相制御ループの機能
にかかわるループ利得の周波数特性を所定の特性に設定
するためである。この従来例の位相制御発振回路におい
ては、交流増幅器２および利得制御回路５を含む交流利
得と、直流増幅器３の直流利得と、端子５２よジ直流増
幅器３に入力される基準電圧とは、それぞれあらかじめ
設定された値に固定されている。従って、ＶＣＯ４にお
ける、周波数制御電圧に対す動し、結果として位相同期
ループのループ帯域幅減衰率、ロックイン範囲等が流動
的に変化して、位相同期ループの動作を不安定とすると
いう問題と、また、位相同期ループが、位相比較器１に
おける位相誤差検出特性の動作範囲の周辺にて作動して
いる場合には、端子５２より人力される基準電圧が固定
されているため、位相同期ループにおける同期外れを生
起し易く、また位相誤差電圧検出特性も非線形要素が介
入して劣化し、結果的に位相同期ループの特性をも損う
という問題などが介在している。以下、これらの問題点
について、主として位相同期ループの等何回路を参照し
てその要因を説明する。

第４図は位相同期ループの等何回路を示し、第５図は位
相同期ループの利得ＩＧＩ（ｄＢ表示による）を折線近
似にて図示する。

第４図において、減算器１８と乗数に□（Ｖ／Ｒａｄ　
：　　ボルト／ラジアン）の乗算器１９は、位相比較器
の等何回路で、乗数に□（Ｖ／Ｒ１１Ｌｄ）は位相比較
器の位相誤差検出感度を表わしている。

乗数Ａ（■／Ｖ：ボルト／ボルト）の乗算器２０は、増
幅器等を含む利得を示し、一般的には周波数の関数とし
て表わされる。ラグ・フィルタの伝達関数２２は、−例
として２次フィルタの場合の（１＋ｐＴ、）（１＋ｐＴ
、）−”にて示される。ここにｐはラプラス変換に対応
する変数で、ｐ＝ｊωとして表わされる。またＴ１　お
よびＴ、は、位相同期ループの帯域幅および減衰率等に
関与する時足数である。ＶＣＯ４は、変調感度をに２（
Ｈ，Ｚ／■：ヘルツ／ポルト）で表わすと、第４図に示
されるような等何回路２３にて示される。なお、端子６
３から入力される基準電圧に対応する電圧偏移ΔＥは、
加算器２１を介して位相同期ループに入力される。この
ような位相同期ループの等何回路において、端子６１か
ら入力される基準信号の位相θｉ　に対して、端子６２
からは、所要の同期信号が位相θ。にて出力される。

次に、第３図（ａ）のＶＣＯの発振周波数皓移特性と、
第４図の等何回路を参照して、ｖＣＯにおける変調感度
に２（Ｈｚ／Ｖ）　　の変動により、位相同期ループの
ループ利得の振幅周波数特性が、どのように影響を受け
るかを示す。

第３図（ａ）に示されるのは、通常用いられているＶＣ
Ｏにおける周波数制御電圧に対する発振周波数偏移特性
の一例である。第３図（ａ）において、横軸に示される
周波数制御電圧は、ｖＣＯにおける可変容量素子として
作用するバラクタ・ダイオードに印加される電圧で、図
に示されるように、通常周波数制御電圧の入力に対して
、ｖＣＯの発振周波数は非線型の形で変化する。このた
め、ｖＣＯのバラクタ・ダイオードに印加する周波数制
御電圧は、動作基準電圧Ｖ。を適当な値に選択し、その
変化範囲ｖ１〜ｖ２　を、なるべく線形に近い周波数偏
移特性を持つ領域に設定して、ＶＣＯの変調感度（第３
図（ａ）のζ−Ｖの関係において、ｄｆｖ／ｄｖにて定
義され、点線にて示される）が近似的に、はぼ一定値に
近くなるよう配慮される。第３図（ｂ）に示されるのは
、ｖＣＯの理想的な周波数停移特性の一例で、この場合
にはＶＣＯの変調感度は常時一定に保持される。

しかしながら、第３図（ａ）に示されるような周波数偏
移特性を有するＶｃｏを実用する位相同期ループにおい
ては、ラグ・フィルタから出力されＶＣＯに入力される
位相誤差電圧、すなわちＶｃ。

に対する周波数制御電圧は、必ずしも正常の動作範囲に
おいて入力されるものとは限らず、位相比較器における
動作点の電圧変動、位相同期ループの位相誤差における
ダイナミックな変移および増幅器を含む電子回路におけ
るドリフト等の要因によって、ＶＣＯに対する周波数制
御電圧の動作範囲は流動的に変化し、第３図（ａｌに示
されるよりなＶｌ”−Ｖ２　　の電圧範囲内での動作は
期待することができない。このため、Ｖｃｏの周波数偏
移特性の非直線性に起因する変調感度の大きく変動する
周波数制御電圧ｄ領域において位相同期ループが動作す
る事態においては、位相同期ループにおける利得がこの
ＶＣＯの変調感度の増減により変動し、位相同期ループ
のループ帯域幅、減衰率、ロックイン範囲等が変化し、
位相同期ループの動作が不安定になり易い。

第４図の位相同期ループの等価回路より利得Ｇの振幅周
波数特性は次式で与えられる（ΔＥ＝０の場合）。

上式においてｆは周波数で、これを折線近似により％　
　ｔＧｎ：縦軸に、周波数ｆを横軸にとって示したのが
第５図の実線である。第５図においてＶＣＯの変調感度
に２（Ｈｚ／Ｖ）　　の増減に対応して、Δに２〉０お
よびΔに２〈ｏの二つの点線表示による利得ＩＧ＋　　
の周波数特性をも併記して示している。このようなバラ
クタ・ダイオードを含むＶＣＯにおける、発振周波数偏
移特性の非直線性により位相同期ループの利得の振幅周
波数特性が大きく影響され、その正常な動作が損なわれ
ることは極めて明らかである。

また、第１図に示される従来の位相同期発振回路におい
て、端子５２より入力される基準電圧が固定であること
に起因する問題については、位相同期発振回路に端子５
１より人力される基準信号の周波数の変化、またはＶＣ
Ｏ自体における発振周波数の変動等により、位相同期ル
ープにおける位相誤差検出特性上の動作点が中心点より
大きく偏移し、結果として、位相同期ループにおける利
得が減少して、位相同期ループのループ帯域幅、減衰率
、ロックイン範囲等が変化し、且つ、位相誤差検出特性
の非直線性により位相同期ループの動作が不安定になり
易い。第６図（ａ）は通常用いられる位相比較器におけ
る位相誤差検出特性を示し、正常の動作状態としては、
第６図（ａ）における動作中心０点の近傍において動作
することが望せしいが、前述の基準信号の周波数または
ｖＣＯの発振周波数における変動等の要因により、動作
点は例えば第６図（ｂ）における０７点に移動する。こ
のため、第６図（ａ）においては、０点における位相誤
差検出感度は接線Ｂのこう配により与えられ、その値は
設計上の適正値として問題を生じないが、第６図（ｂ）
においては、０′点における位相誤差検出感度は、接線
Ｂ′のこう配により与えられ、明らかに、その値は第６
図（ａ）における０点における検出感度よりも劣下して
いる。しかも、位相誤差検出特性における非直線性の影
響は、動作点が制御範囲の周辺に移動するにともない著
しくなり、位相同期ループにおけるループ特性を劣化さ
せる。

勿論同期外れも生起し易くなる。

すなわち、従来の位相制御発振回路においては、具備し
ている位相同期ループに含まれるＶＣＯの発振周波数特
性における非直線性と、この位相同期ループに与えられ
る基準電圧の固定化とにより、前記位相同期ループの位
相同期特性を劣化させ、位相制御発振回路の正常動作を
損い易いという欠点がある。

本発明の目的は上記の欠点を除去し、位相同期ループに
おける。ＶＣＯに対する周波数制御電圧に対応する制御
信号を参照して、前記位相同期ループにおけるループ利
得の周波数特性と、前記位相同期ループに入力される基
準電圧とを制御調整することにより、前記位相同期ルー
プの同期特性を改善シ、常時安定に動作する位相制御発
振回路を提供することにある。

本発明の位相制御発振回路は、所定の基準信号入力に対
応して位相同期ループを形成することによジ、前記基準
信号に対し位相同期する電圧制御発振器を具備する位相
制御発振回路において、前記位相四則ループを構成する
交流増幅器および直流増幅器のそれぞれに対応するルー
プ利得を制御するループ利得制御手段と、前記交流増幅
器および前記直流増幅器のそれぞれの入力段に印加され
る直流基準電圧を可変とする基準電圧制御手段と前記電
圧制御発振器に対する周波数制御電圧に対応する制御信
号を参照して前記ループ利得制御手段における利得と前
記基準電圧制御手段における基準電圧出力値とを制御調
整する位相同期ループ制御手段とを備えて構成される。

以下、本発明について図面を参照して詳細に説ツタ図で
ある。第２図において、本発明の位相制御発振回路は、
位相比較器７と、交流増幅器８と、直流増幅器９と、位
相同期ループ制御手段として作用するループ制御回路１
０と、ＶＣＯｌｌと、ループ利得制御手段の一部として
作用する抵抗Ｒ１□。

Ｒ１２，Ｒ□３．Ｒ□４　とコンデンサＣ３と第１の切
替器１３とより成る第１の利得制御回路１２と、前記ル
ープ利得制御手段の他の一部として作用する抵抗Ｒ１７
１Ｒ□８．Ｒ□、と第２の切替器１５とより成る第２の
利得制御回路１４と、基準電圧制御手段として作用する
第３の切替器１６と、抵抗Ｒ工、とコンデンサＣ４より
成るラグ・フィルタ１７と、エミッタホロワＱ２　　と
を備えている。

第２図において、端子５５より入力される基準信号は、
位相比較器７においてＶＣＯＩＩの発振出力信号と混合
されて、相互の位相差に対応する位相誤差信号を生成し
、交流増幅器８により増幅されて、一方においては第１
の利得制御回路１２に入力されエミッタホロワＱ２　を
介してラグ・フィルタ１３に入力され、他方においては
第２の利得制御回路１４により利得を制御される直流増
幅器９により増幅されて、同じくラグ・フィルタ１７に
入力される。第１および第２の利得制御回路１２および
１４は、ループ制御回路１０から入力される制御信号に
より制御されて、前者においては、その減衰量を、後者
においては直流増幅器９の利得を、それぞれ適正量に制
御調整されており、また交流増幅器８と直流増幅器９の
動作基準電圧は、ループ制御回路１０から第３の切替器
１６に入力される制御信号により切替制御される。従来
例の場合と同様に、エミッタホロワＱ、の出力信号と直
流増幅器９の出力信号とは、ラグ・フィルタ１７を介し
て合成され、ＶＣＯｌｌに対する周波数制御信号を形成
する。

この周波数制御信号はｖＣＯｌｌに入力されて、その発
振周波数を制御し、ｖＣＯｌｌの発振出力信号は、一方
においては位相比較器７に帰還されて位相同期ループを
形成し、他方においては、位相制御発振回路の所期の同
期信号として端子６０を介して出力される。この場合に
おいて、前記周波数制御信号は、本発明の特徴とする動
作原理に従って、第２図に示される一実施例の場合には
、そのままループ制御回路１０に入力され、その入力レ
ベルに対応して、このループ制御回路１０を介して、第
１の利得制御手段１２に含まれる第１の切替器１３と、
第２の利得制御回路１４に含まれる第２の切替器１５と
、基準電圧制御手段として作用する第３の切替器１６と
を、それぞれ３段階に切替えて制御する。第１の利得制
御回路１２においては、第１の切替器１３０３段切替に
より、抵抗Ｒ１□、Ｒ１３およびＲＸ４のいずれかが選
択されて、交流増幅器８に対応するループ利得が制御調
整され、第２の利得制御回路１４においては、第２の切
替器１５の３段切替により、抵抗Ｒ１，、Ｒ，、および
Ｒｌｇのいずれかが選択されて、直流増幅器９に対応す
るループ利得が制御調整され、共に前述のループ利得制
御手段の一部として作用することは明らかである。また
、第３の切替器１６については、端子５６．５７および
５８から、それぞれ異々る直流基準電圧が供給されてお
り、第３の切替器１６の３段切替により、３種類の基準
電圧が入力され、位相同期ループにおける位相比較器７
の動作点が適正に制御調整されることは明らかである。

なお、第６図（ｂ）に、電圧ΔＥを与えて、動作点を０
点に修正した状況を示す。

すなわち、第２図に示される本発明の一実施例において
は、要約すると、位相制御発振回路に具備される位相同
期ループにおいて、ＶＣＯに対する周波数制御電圧を参
照し、ループ制御回路１０を介して、利得ＩＧ＋の周波
数特性と基準電圧との双方を制御調整している。この結
果、前者の利ｉ１Ｇ＋の周波数特性の制御により、前述
のように、従来の位相制御発振回路において、ＶＣＯの
発振周波数偏移特性の非直線性に起因して生起する、変
調感度に２の変動にともなうループ利得ＩＧ＋の周波数
特性（第５図参照）の劣化を有効に改善することができ
、また、後者、の基準電圧の制御により、前述のように
、従来の位相制御発振回路に具備されている位相同期ル
ープにおいて生起する、位相誤差検出特性における位相
同期点の変位に起因する位相同期特性の劣化と位相同期
外れの問題に対して、位相比較器７の位相誤差検出特性
を常に第６図（ａ）に示されるように、正常な状態に維
持することが可能となる。

以上詳細に説明したように、本発明は、具備する位相同
期ループにおいて、電圧制御発振器に対する周波数制御
信号を参照して、前記位相同期ループのループ利得と、
前記位相同期ループに入力される基準電圧とを制御調整
することにより、前記位相同期ループの位相同期特性を
改善し、位相制御発振回路の動作を安定に維持すること
ができるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の位相制御発振回路の一例の主要図におい
て、１，７・・・−・・位相比較器、２，８・・・・・
・交流増幅器、３，９・・・・・・直流増幅器、４．１
１・・・・・・ＶＣｏ、５・・・・・・利得制御回路、
６，１７・・・・・・ラグ・フィルタ、１０・・・・・
・ループ制御回路、１２・・・・・・第１の利得制御回
路、１３・・・・・・第１の切替器、１４・・・・・・
第２の利得制御回路、１５・・・・・・第２の切替器、
１６・・・・・・第３の切替器、１８・・・・・・減算
器、１９．２０・・・・・・乗算器、２１・・・・・・
加算器、２２・・・・・・ラグ・フィルタの伝達関数、
２３・・・・・・ｖＣＯの等何回路、５１〜６３・・・
・・・端子。 （Ｑ） （し） 半５珂

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 所定の基準信号入力に対応して位相同期ループを形成す
   ることにより、前記基準信号に対し位相同期する電圧制
   御発振器を具備する位相制御発振回路において、前記位
   相同期ループを構成する交流増幅器および直流増幅器の
   それぞれに対応する利得を制御する利得制御手段と、前
   記交流増幅器および前記直流増幅器のそれぞれの入力段
   に印加される直流基準電圧を可変とする基準電圧制御手
   段と、前記電圧制御発振器に対する周波数制御電圧に対
   応する制御信号を参照して前記利得制御手段における利
   得と前記基準電圧制御手段における基準電圧出力値とを
   制御調整する位相同期ループ制御手段とを備えることを
   特徴とする位相制御発振回路。