JPS59104864A - 高圧安定回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ブラウン管を使用した監視装置、テ（１） レビジョン受像機首たは表示装置等に好適な高圧安定回
路に関するものである。

従来、高圧変動の除去を１要視する監視装置等では、一
般にその回路構成が複雑化するにもかかわらず高圧発生
回路と水平偏向回路とを分離させ、高圧発生回路内に安
定化回路を設けていた。しかしながら、低廉化および省
電力化の而では、高圧発生回路と水平偏向回路とを共用
してフライバックトランスで高圧を発生させるいわゆる
フライバックトランス方式の高圧回路の方が優れている
。

第１図は、安定化が図られていない上述の様な従来のフ
ライバックトランス方式の高圧回路の構成例を示し、こ
こで、水平出力トランジスタＱ／のベースに駆動パルス
を供給すると、水平偏向パルスが生じ、その水平偏向パ
ルスの帰線期間においてコレクタパルス電圧Ｖ。Ｐが発
生し、この電圧ｖｏＰをフライバックトランスＦＢＴで
昇圧して高圧にした後、さらに高圧整流用ダイオードＤ
／で整流を行って直流高圧ＨＶの出力を得ている。Ｄ２
はダンパダイオード、Ｃ０は共振用コンデンサ、Ｌｙ′
（２） は偏向コイル、０８は直流阻止用コンデンサであシ、フ
ライバックトランスＦＢＴの１次側の端子には直流電圧
■。０が供給されている。

上述のコレクタパルス電圧■。Ｐは、一般に次式％式％ ＴＨは水平偏向周波数の／周期の期間、ＴＲは帰線期間
である。

また、高圧回路の負荷が一定の場合には、直流高圧ＨＶ
はコレクタパルス電圧Ｖ。Ｐに比例する。

従って、高圧負荷が変動して直流高圧ＨＶが低下したと
きには、それに比例して（１）式の帰線期間ＴＲを短縮
していけば、コレクタパルス電圧■。Ｐが増加し、直流
高圧ＨＶも上昇することとなる。

さらに、帰線期間ＴＲは一般に次式で示される。

ＴＲ＝πｎ　　　　　　　（２） Ｌｙｌは偏向コイルＬｙのインダクタンス、Ｃｔｏハ共
振用コンデンサＣ２の静電容量である。

よって、上述の（１）式および（２）式から偏向コイル
ＬｙのインダクタンスＬｙ１あるいは共振用コンデンサ
Ｃｔの静電容量Ｃｔｃのいずれか一方、寸だけこれらの
両方を高圧負荷変動に応じて変化させれば、直流高圧Ｈ
Ｖの安定化が得られることがわかる。

しかし、上述のインダクタンスＬｙ□を変化させる従来
のりアクドル方式のものは、過渡応答性の悪さ、重量が
重い、大型、製造費用が高い等の欠点があった。そこで
、上述の共振用コンデンサＣｔの静電容量Ｃ０゜を変化
させてコレクタパルス電圧ＶＯＰを制御するようにした
高圧安定回路が、特開昭３６−／３ｔ＃７９号公報に開
示されている。しかしながら、そのような従来回路では
、上述の帰線期間ＴＲ以外にも連続的に制御動作するた
め、回路損失が大きくなシ、その結果、省電力化が得ら
れないと共に発熱に基づく回路の不安定化が生ずるとい
う問題点があった。

本発明の目的は、上述した欠点を除去し、帰線期間制御
回路を水平偏向パルスの帰線期間でのみ動作させて、直
流高圧の負荷変動に応じて帰線期間を制御することによ
り、直流高圧の安定化と省電力化が得られ、かつ、発熱
に基づく回路の不安定化を解消できるようにした高圧安
定回路を提供することにある。

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第一図は本発明高圧安定回路の構成の一例を示し、第１
図と同様の部分には同一符号を付して、その詳細な説明
を省略する。ここで、／はフライバックトランスＦＢＴ
の７次コイルと水平出力トランジスタＱ／のコレクタと
の間に接続した帰線期間制御回路であり、後述のように
水平偏向コイルＬｙに流れる偏向電流の帰線期間ＴＲで
のみスイッチング動作して帰線期間ＴＲを制御する。ま
た、この帰線期間制御回路／は、ベースに供給される制
御信号°により上述の帰線期間ＴＲ内でのみスイッチン
グ動作する制御用トランジスタＱ２、そのトランジスタ
Ｑ２のコレクタとベースとの間に接続した微分用コンデ
ンサＣＢ１　トランジスタＱ２のベースとアースとの間
に接続してそのベースに印（１ 加する電圧を設定する可変抵抗ＲＶ％）ランジスタＱ２
のベースとアースとの間に可変抵抗Ｒｖと並列接続した
保護用ダイオードＤ３、およびトランジスタＱ／のコレ
クタとトランジスタＱ、２のコレクタとの間に接続した
共振用コンデンサＣｔ′とを有する。図示の様に、第１
図示の共振用コンデンサＣｔを、本例ではＣｔ′とＣｔ
′とにそれぞれ分割して形成する。

次に、第２図の回路の動作を、第３図および第ψ図（４
）〜（田を参照して説明する。ここで、第３図の回路は
、第２図のトランジスタＱ２の内部抵抗を無視して示し
た等何回路であり、図中、ＣｏｂはトランジスタＱ２の
コレクタとベースとの間の静電容量である。また、第１
図（４）は、第２図の帰線期間制御回路ｌを示し、第ｑ
図（Ｂ）〜（社）はそれぞれその回路／の各部の電流ま
たは電圧の波形を示す。

まず、可変抵抗Ｒｖに流れる電流は、第３図示のように
偏向コイルＬｙと共振用コンデンサＣｔ′およびＣ０′
とを経由して供給される共振電流ｉｒであるから、その
電流ｉｒは第１図（０）に示すような波（≦） 形となり、さらに可変抵抗Ｒ■の両端に生ずる電圧、す
なわちトランジスタＱ２のベースとエミッタとの間に生
ずる電圧ＶＢ□の波形もその電流１ｒとほぼ同様な波形
となる（第１図（Ｆ）参照）。コレクタパルス電圧Ｖ。

ＰによりトランジスタＱ２のベース電位■ＢＢが、図の
斜線で示す部分で、かつ、順バイアス電位■ＢＫ８にな
ったときに、トランジスタＱ２は導通する（第ｑ図（匂
参照）。

他方、第１図（Ｃ）で示す共振電流ｉｒの波形の負の部
分では、トランジスタＱ２は逆バイアスされ、その電圧
がｖＢＥＲになったときにベースからコレクタへ逆電流
が流れる（第ｑ図（Ｄ）および（Ｇ）参照）。

このとき、トランジスタＱ、２のベース電位をダイオー
ドＤ３の順方向電圧にてクランプしてトランジスタＱコ
を破壊から防止する（第１図（ト））参照）。

なお、ｉｏはトランジスタＱ２のコレクタ電流、■。ア
′はトランジスタＱ２のコレクタとエミッタとの間の電
圧、ｉＢはトランジスタＱ２のベース電流、ｉ□はトラ
ンジスタＱ、２のエミッタ電流である。

従って、トランジスタＱ２は、そのベースとエミッタと
の間に供給される電圧ＶＢ□の変化に応じてスイッチン
グ動作して、順バイアスされる期間Ｔ／および逆バイア
スされる期間Ｔ２に導通となり、期間ＴＩとＴ、２との
間の期間Ｔ３が非導通となる。

また、上述の可変抵抗Ｒｖの抵抗値を変化させれば、こ
の抵抗Ｒｖの両端に発生するｍ圧■１が変化し、上述の
導通期間Ｔ／およびＴ、２が変化するから、トランジス
タＱ２のスイッチング時間を変えることができる。例え
ば、可変抵抗Ｒｖの抵抗値を零にすれば、トランジスタ
Ｑ２にはバイアス電流ＩＢは供給されなくなるだめ共振
容量がコンデンサＣｔ′とＣＢとの直列の値となって、
帰線期間ＴＲが短縮され直流高圧ＨＶが上昇する。他方
、可変抵抗値を増加して、トランジスタＱ２に順方向バ
イアス電圧を供給すると、トランジスタＱ２　ｅ帰線期
間ＴＲのほぼ全期間にわたって導通させることができ、
上述の共振容量は、コンデンサＣ，Ｌ　　　　ゝがコン
デンサＣ０〃に並列に挿入された状態となって増加する
ので、帰線期間ＴＲが長くなって直流高圧ＨＶが低下す
る（上述の（１）式および（２）式参照）よって、可変
抵抗Ｒｖの抵抗値を直流高圧ＨＶの変動に応じて可変に
すれば、直流高圧ＨＶの安定化を得ることができる。

ところで、上述の帰線期間制御回路／は、閉ループで使
用するのが高圧安定度の上から望ましい。

そこで、この点を考慮した本発明高圧安定回路の他の実
施例を第Ｓ図に示し、第２図と同様の部分には同一符号
を付してその詳細な説明を省略する。

ここで、Ｒ／およびＲ２はそれぞれフライバックトラン
スＦＢＴの高圧側（２次側）で得られる直流高圧ＨＶを
分圧する分圧用抵抗、ＶＲ／は同じく直流高圧ＨＶの分
圧用可変抵抗であり、これらの抵抗Ｒ／、Ｒ２およびＶ
Ｒ／を互いに直列接続し、抵抗Ｒ／の一端を接地すると
ともに、抵抗Ｒコの一端を高圧整流用ダイオードＤ／を
介してフライバックトランスＦＢＴの２次側端子に接続
する。

電界効果トランジスタＱ３のゲートとドレインとの間に
コンデンサＣ／と抵抗Ｒ３とを直列接続し、さらにその
ドレインとアースとの間に抵抗ＲＦを接続する。トラン
ジスタＱｔｌのコレクタとトラン（ワ　　） ジスタＱ２のエミッタとを接続し、トランジスタＱ弘の
エミッタとトランジスタＱ２のベースと全接続し、さら
にトランジスタＱ＋のコレクタにハ基準電圧Ｖ□アとし
て監視装置等の主Ｎ１１Ｉｉｉ１例えば／１０　Ｖを供
給する。また、トランジスタＱ＋のコレクタト電界効果
トランジスタＱ３のゲートとの間に、過電圧印加防止用
の保護ダイオードＤ４’を接続する。

直流高圧ＨＶを抵抗Ｒ／および可変抵抗ＶＲ／で分圧し
て得られる検出電圧を、例えば直流高圧を２７、！；　
ｋＶとすればその約ｉ／ｒｓｏとし、その検出電圧を可
変抵抗ＶＲ／の摺動端子を介して電界効果トランジスタ
Ｑ３のゲートに供給する。その際、可変抵抗ＶＲ／を変
化させることにより、上述の検出電圧を所望の値に調整
できる。電界効果トランジスタＱ３により、上述の検出
電圧を所定の電流レベルにまで増幅し、その増幅出力電
流をそのソースから取り出して、ソースと接続する次段
の誤差増幅用トランジスタＱｇのベースに供給する。

トランジスタＱψは、そのベースに供給される（／θ） 上述の検出電圧の変化に応じて、そのコレクタとエミッ
タとの間のインピーダンスが変化するため、第２図に示
す可変抵抗Ｒｖに相当する可変抵抗素子としての動作を
行う。

トランジスタＱ、２のエミッタには、トランジスタＱＪ
のコレクタと同様に゛基準電圧ＶＲＫＦ　ｋ供給する。

トランジスタＱ、２０ベースとエミッタとの間には微分
用抵抗Ｒ５を接続し、さらにそのエミッタとアースとの
間には電解−ンデンサＣ２を接続する。甘だ、水平出力
トランジスタＱ／のコレクタには、フライバックトラン
スの一次巻線を経由して上述の基準電圧Ｖ□アと同電位
の直流電圧ＶＯＣを供給する。なお、”ＩＮは偏向直線
性補正用のコイル、ＤＳはダイオード、Ｃ３はコンデン
サである０ 次に、第Ｓ図の回路の動作を説明する。

水平出力トランジスタＱ／に水平偏向駆動パルスを供給
して水平出力回路として動作させると、その帰線期間Ｔ
Ｒにおいて大きなコレクタパルス電圧■。Ｐが発生する
。その電圧Ｖ。Ｐを７ライバツクトランスＦＢＴによっ
て昇圧し、直流高圧ＨＶを発生させ、その際、共振電流
ｉｒがコンデ、ンサＱ、／およびＣＢに流れ、さらに抵
抗Ｒ１にも流れて、トランジスタＱ２のベースとエミッ
タ間に電圧ｖＢＦ２を生じさせる。この電圧■ＢＥの波
形は前述のように共振電流ｉｒとほぼ同様となる（第１
図（０）および（Ｆ）参照）。

このとき、負荷の変動により直流高圧ＨＶが低下したと
すれば、分圧抵抗Ｒ／および可変抵抗ＶＲ／の分圧によ
り得られる検出電圧が低下し、この結果トランジスタＱ
３のドレイン電流が増大する。この電流はトランジスタ
ＱＩＩのベースに供給され、トランジスタＱ９のコレク
タとエミッタ間のインピーダンスが低下する。このトラ
ンジスタＱＩＩのインピーダンスの低下により、トラン
ジスタＱ２のコレクタ電流の導通期間が短くなり、この
結果コンデンサＣｔ′の見掛は上の容量が減少し、共振
容量の低下となり、コレクタパルス電圧■。Ｐが増加す
るから直流高圧１（Ｖの平均値が上昇することとなり、
直流高圧ＨＶの安定化が図られる。

これに対して、直流高圧ＨＶが上昇した場合には、上述
とは逆にトランジスタＱ２の導通期間“ｒ／およびＴ２
が長くなって第Ｖ図（Ｆ）に示す非導通期間Ｔ３が相対
的に短くなる。このため、共振容量が増大するので、帰
線期間ＴＲが長くなり、その結果、コレクタパルス電圧
Ｖ。Ｐが低下するから、直流高圧ＨＶの安定化が図られ
ることとなる。

このように本例では、直流高圧ＨＶの変動値を制御回路
に帰還してその変動を打ち消すようなフィードバック制
御をするように構成したので、その動作安定度が高い。

また、高圧帰還の際の基準電圧ｖＲＢアとして監視装置
等の主電源をその′１．ま使用しているので、新たな基
準電圧源が不必要である０ 以上説明したように、本発明によれば、水平偏向パルス
の帰線期間でのみスイッチング制御して直流高圧の安定
化を図るようにしたので、省電力化に適合でき、かつ、
発熱に基づく回路の不安定化を解決できる高圧安定回路
を提供することができる。

（１３）

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のフライバックトランス方式の高圧回路の
構成例を示す回路図、第２図は本発明高制御回路のみを
取り出して示した回路図、第Ｖ図（Ｂ）〜（旬は第１図
（４）の回路図の各部の電流または電圧の波形の一例を
示す波形図、第Ｓ図は本発明高圧安定回路の他の構成例
を示す回路図である。 ／・・・帰線期間制御回路、 Ｑ／　ｒ　Ｑ２＋　ＱＩＩ・・・トランジスタ、Ｑ３・
・・電界効果トランジスタ、 Ｄ／〜ＤＪ・・・ダイオード、 Ｌｙ・・・偏向コイル、 ＬＩＮ・・・偏向直線性補正用コイル、ＣｔＩＣｔ′１
Ｃ１１，□共振用コンデンサ、ＯＢｌ　０ｓ、０／ｌ０
Ｊ−コンデンサ、Ｃ２・・・電解コンデンサ、 Ｒｖ、ＶＲ／・・・可変抵抗、 Ｒ／〜１１・・・抵抗、 ｆ　　ｔ〃’１ ＦＢＴ・・・フライバックトランス、 ■ＲＥＦ・・・基準電圧、 ■ｃｃ・・・直流電圧、 ＨＶ・・・直流高圧、 ＶｏＰ・・・コレクタパルス電圧、 ＴＲ・・・帰線期間。 特許出願人　池上通信機株式会社 第４図 第１図 ＣＣ 第２図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）水平偏向回路の水平偏向パルスの帰線期間に生じる
   パルス電圧を昇圧して高圧を得る高′　圧発生手段と、
   前記帰線期間でのみスイッチング動作させ前記帰線期間
   を制御して前記高圧を制御する帰線期間制御手段と、前
   記スイッチングによる導通期間を制御する導通期間制御
   手段とを具備したことを特徴とする高圧安定回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載の高圧安定回路において
   、前記導通期間制御手段は、前記高圧を分圧して分圧電
   圧を得る１圧手段と、前記分圧電圧と所定の基準電位と
   を比較して誤差電圧を得る誤差検出手段とを具備したこ
   とを特徴とする高圧安定回路。