JPS6166474A

JPS6166474A - 高圧安定化回路

Info

Publication number: JPS6166474A
Application number: JP59187927A
Authority: JP
Inventors: Koji Kito; 浩二木藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-09-10
Filing date: 1984-09-10
Publication date: 1986-04-05

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、テレビジョン用陰極線管等に印加される高圧
出力電圧を、許容値内に保つ几めの高圧安定化回路に関
する。

〔従来技術〕

従来、この種の高圧安定化回路としては、高圧出力電圧
を分圧抵抗器等により検出し、べつに作られる基準電圧
と比較して、その誤差が少なくなるように高圧発生回路
の電源電圧を制御して、高圧出力電圧を定電圧化する電
源制御方式が知られている。なお、この種の装置として
関連するものには例えば特開昭５６−１４９１７８号。

同５６−１１１０７７１号等が挙げられる。しかし、従
来の電源制御方式高圧安定化回路においては、電源のも
つ出力容量のために、電源電圧を制御して高速に変化さ
せることができず、制御の応答速度の問題については十
分考意されていなかった。すなわち、高圧出力電圧の負
荷となる陰極線管の画面内に輝度変化の大きな部分があ
ると。

陰極線管を流れる高圧出力電流が急変し、これに伴って
高圧出力電圧も変動するが、このときの上記電源電圧の
制御が、上記変動に十分追随することができなかった。

この結果、画面振幅の変化、コンバーゼンスずれ、ホー
カスの劣化などの不具合を生じていた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、高速応答
が可能な電源制御方式の高圧安定化回路を提供すること
にある。

〔発明の概要〕

本発明による高圧安定化回路は、電源制御回路の制御ト
ランジスタをコモンエミッタ型とし、そのコレクタに逆
流防止ダイオードのアノードを接続して高圧発生回路に
電流を供給し、電源の出力容ｔｈｔヲ小さくして高速応
答を可能にした第１の制御手段を構成し、同時に、高圧
出力電流を検出し、その電流の微分信号により上記第１
の制御手段を高速に制御して、高圧出力電流の急激な変
化にも十分追随できるように第２の制御手段を構成し比
ものである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例１を第１図により説明する。第
１図において、１はスイッチングパルス入力端子、２は
高圧出力用スイッチングトランジスタ、３はダンパダイ
オード、４は共振コンデンサ、５はフライバックトラン
ス、６は高圧整流ダイオード、７は高圧出力端子、８゜
９は分圧抵抗器、１０は検出用トランジスタ、１１は可
変抵抗器、１２．１３は誤差増幅用差動トランジスタ、
１．ｆｌ　、　１５　、１６は抵抗器、１７はツェナダ
イオード、１Ｂは制御トランジスタ、１９は逆流防止ダ
イオード、　２０は逆電流吸収コンデンサ、２１゜２３
　、２６は抵抗器、２２はコンデンサ％２４．２５はト
ランジスタ、２７は負電源入力端子、２Ｂは電源入力端
子である。

次に、図を用いて動作を説明する。スイッチングパルス
入力端子１に周期ＴＨのスイッチングパルス（通常は水
平同期パルス）が印加されると、高圧出力用スイッチン
グトランジスタ２はスイッチング動作してカットオフに
なる。フライバックトランス５の一次側巻線のインダク
タンスと共振コンデンサ４とで並列共振をおこし、−次
側巻線に大きなパルス電流が流れ、二次側巻線に高電圧
が誘起される。高圧整流ダイオード６にエフこの高電圧
を整流し高圧出力端子７に直流高圧出力電圧が出力され
る。この直流高圧出力電圧は、例えば陰極線管等の負荷
に加えられる。一方、この゛地圧を検出する几めに設け
られ次分圧抵抗器８．９によフ分圧され友誤差検出用電
圧は、検出用トランジスタ１０．可変抵抗器１１を経て
、誤差増幅用差動トランジスタ１２０ベースに印加され
る。・検出用トランジスタ１０は、抵抗器８．９よりな
る分圧回路に影響を及はさないように、高入力インピー
ダンスが要求されるため、第１図のようなエミッタフォ
ロワ型の回路構成が通常用いられる。一方、誤差増幅用
差動トランジスタ１３のベースは、ツェナダイオード１
７、抵抗器１５からなる基準電圧源に接続され、そのコ
レクタは制御トランジスタ１８のベースに接続されてい
る。

高圧出力端子７から高圧出力電流が負荷（図示せず）に
流れ、その几めに高圧出力電圧が低下すると、この変化
は、分圧抵抗器８，９、検出用トランジスタ１０、およ
び可変抵抗器１１ｔ″介して、誤差増幅用差動トランジ
スタ１２０ペース電圧を低下させ、トランジスタ１２ヲ
流れる電流が減少する。トランジスタ１３のベースは基
準電圧に保次れているので、トランジスタ１３ｔ−流れ
る電流は差動的に増加し、従りて、制御トランジスタ１
８のベース電圧が低下する。その結果、制御トランジス
タ１日のコレクタ電圧が上昇し、フライバックトランス
５の一次側巻線に流れるパルス電流が増加し、二次側巻
線の高圧出力電圧が高くなるように制御され高圧が安定
化される。上記とは逆に、高圧出力電圧が上昇する場合
には、この逆の制御動作により、同様に高圧が安定化さ
れる。

この制御の応答速度は、ダンパダイオード３を介して流
れる並列共振の際の逆方向電流を吸収させる比めに設け
られ次逆電流吸収コンデンサ２０の光放電時定数で決ま
る。しかし、制御の応答速度をあげる定めにこのコンデ
ンサ２０の容ｉｔｔ小さくすると、上記逆方向電流のた
めにコンデンサ２０の端子電圧は、周期１°Ｉのパラホ
ラ波形の電圧となり、有害な発振をおこし易くなる。

１次、従来は、制御トランジスタとして、エミッタフォ
ロワ型を用いて電源の出力インピーダンスを下げ、電圧
変動率をよくしていたので、逆電流吸収コンデンサ２ｏ
の容量を小さくすることは、上記大きなパラボラ電圧に
対する制御トランジスタの動作安定性と、エミッターベ
ース間の耐圧の問題があり、逆電流吸収コンデンサ２０
は大容量のものとなってい友。

−これに対し、コモンエミッタ型の制御トランジスタ１
８、および逆流防止ダイオード１９を用いて構成した第
１図の回路においては、上記問題を解決し、逆電流吸収
コンデンサ２０の容量を小さくして制御の応答速度をあ
けても安定動作を行うことができる。

第２図は、コモンエミッメ型制衡トランジスタ１８の動
作波形図で、３２はトランジスタ１Ｂのエミッタ電圧、
３３はベース電圧、３４はコレクタ電圧である。図に示
すように、この場合には、制御トランジスタ１Ｂのエミ
ッターペース間は常に順方向バイアスとなっており、通
常数ボルト程度のエミッターペース間の耐圧特性に対し
て特に問題となることはない。逆流防止ダイオード１９
ハ、　　）ランジスタ１Ｂのコレクタ電圧の最大値を、
図に示すようにそのベース電圧にクランプすることによ
り、コレクタからベースへ逆電流が流れて制御トランジ
スタの動作が不安定になることを防止している。

次に、本発明においては、高圧出力電流が急変し次とき
にも、制御が十分追随できるようにする次めに、高圧出
力電流を検出し、その微分信号による制御を行って層る
。これを以下に説明する。第１図において、抵抗器２１
により高圧出力電流を電圧に変換して検出する。コンデ
ンサ２２と抵抗器２３により、微分回路を構成し、高圧
出力電流の変化の大きさに比例した微分電圧をトランジ
スタ２４のベースに印加する。トランジスタ２４のコレ
クタは抵抗器２６全経て負電源入力端子２７に接続され
ている。トランジスタ２５は、抵抗器２６に発生する電
圧により、制御トランジスタ１８のベース電圧を制御で
きるように構成されている。いま、高圧出力電流が急に
増加したとすると、トランジスタ２４０ペースには、上
記微分回路を介して大きな負の電圧が印加され、トラン
ジスタ２４のコレクタ電流が急増する。その結果、抵抗
器２６には大きな電圧降下を生じ、トランジスタ２５の
コレクタ電圧、すなわち、制御トランジスタ１８のペー
ス電圧は急速に低下しテ、制御トランジスタ１８のコレ
クタ電圧を急速に上昇させ、高圧出力電圧の低下を抑制
する。

この動作を、上述のトランジスタ１０，１２．１３など
による定電圧制御系の第１の制御手段が動作する寸での
間、行うように上記の微分回路の時定数を設定し、この
第２の制御手段と、上記第１の制御手段との相互作用を
防止する。すなわち、第１図の回路においては、高圧負
荷（高圧出力電流）の直流および比較的低い周波数の変
化に対して応答する、高圧出力電圧を検出することによ
る定電圧（絶対値）制御系と、高圧負荷の比較的高い周
波数の変化に対して応答する。

高圧出力電流の変化（微分信号）を検出することによる
相対値１１ｉ１Ｊ御系との周波数分割された第１、第２
の２つの制御系を構成し組み合わせることにより、安定
かつ高速な制御を可能にしている。

第３図は、従来の高圧安定化回路と嚇不発明の高圧安定
化回路との制御の過渡応答特性の１例の比較図である。

図において、パルス幅Ｔ（約１０μＩ）の矩形波状の矩
形波状の高圧出力電流の変化（約７ｍ、４）ｉ３５で示
す。３６は高圧安定化回路がない場合の高圧出力電圧の
変動を２点鎖線で示す。１点鎖線３６αは１、従来の高
圧安定化回路による高圧出力電圧を１点線３６ｂは本発
明の高圧安定化回路で定電圧制御系（第１の制御手段）
だけを動作させた場合の高圧出力電圧ｔ、尖線Ｓ６Ｃは
、上記第１の制御手段と、高圧出力電流の微分信号によ
る第２の制御手段とを用いた場合の高圧出力電圧を、そ
れぞれ変化分を拡大して示し几。本比較図の場合、平常
状態の高圧出力１！流３ａｙに対して、３６αは応答時
間も長く、しかも高圧出力電圧の変動が尖頭値で約１６
００　Ｖにも達している。これに対し、３ＳＣは、応答
時間も短く、高圧の変動も約１７３位になっている。

第４図は、本発明の一実施例２を示す回路図である。第
１因に用い几符号はそのまま第４図に現われている。本
実施例の場合、トランジスタ２５のコレクタが誤差増幅
用差動トランジスタ１２のペースに接続され、高圧出力
電流の微分信号が誤差増幅用差動トランジスタ１２　、
１３ｉ介して、制御トランジスタ１８のペース電圧を急
速に変化させる点が異なるだけで、その他の動作は第１
図と同様である。

第５図は、本発明の一実施例３ｔ−示す回路図である。

第１図に用いた符号は、そのまま第５図に現われている
。次だし、第１図のツェナダイオード１７のかわりに１
本実施例においては、トランジスタ２９、抵抗器３０お
よび３１をｍ−で基準電圧＠を構成している点と、トラ
ンジスタ２５のコレクタが、上記トランジスタ２９のベ
ースに接続されている点とが異なっている。この場合に
は、微分信号は、基準電圧を急速に変化させることによ
って、制御トランジスタ１日のペース電圧を急変させる
構成をとっている。

以上、実施例をあげて本発明の詳細な説明を行ったが、
これらの実施例に記載されている回路の構成および部品
などは、特に持定的な記載のない限りは、この発明の範
囲をそれらのみに限定するものではなく、単なる説明例
にすぎない。また、本発明において、逆電流吸収コンデ
ンサ２０の容量を小さくすることについて述べたが、実
際の機器の回路構成１部品の種類、およびその相対的配
置などによシ決定される分布容量が、事実上、逆電流吸
収コンデンサ２０の役割を果几丁こともあり得る。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、′Ｆ！Ｌ源制御
方式の高圧安定化回路において、制御トランジスタをコ
モンエミッタ型とし、そのコレクタに逆流防止ダイオー
ドのアノードを接続して高圧発生回路に電流を供給し、
電源の出力容量（逆電流吸収コンデンサの容量〕を小さ
くしても安定に動作し、かつ応答速度も早い第１の制御
手段を得ることができる。つぎに、高圧出力電流の検出
手段と、上記検出手段の出力を微分する微分手段と、上
記微分手段の出力により上記第１の制御手段全制御する
第２の制御手段を構成することにより、高圧出力１！流
の急激な変化に対しても十分応答することが可能となる
。

上記第１の制御手段は、直流および比較的低い周波数の
変化に対する制御を受持ち、上記第２の制御手段は、比
較的高い周波数の変化を検出して第１の制御手段を介し
て応答するので、この２つの制御手段が互に有害な相互
作用をすることなく、安定に制御の高速化を実現できる
効果がある。

この結果、実施例によれば、負荷の急変による高圧出力
電圧の変動を、従来例の約１／３　Ｋ押えることができ
比。これによって、画面内に輝度変化の大きな部分があ
っても、そのために画面の振幅が変化し７’（り、コン
バーゼンスがずれ之す、あるいはホーカスが劣化し次す
する有害な現象を大幅に改良することができ、画面の高
品位化、高精細化に対して極めて有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例１′ｔ−示す回路図。第２図は、第１図の制御トランジスタの動作波形図、第
３図は、利？ｌ１１］特性比較図、第４図、第５図は１
本発明の一実施例２および３全示す回路図である。図中
、１・・・スイッチングパルス入１１２・・・高圧出力用スイッチングトランジスタ３・・・
ダンパダイオード　４・・・共振コンデンサ５・・・フ
ライバックトランス６・・・高圧整流ダイオード７・・・高圧出力端子　　　８．９・・・分圧抵抗器１
０・・・検出用トランジスタ１２．１５・・・誤差増幅用差動トランジスタ１７・・
・ツェナダイオード　１８・・・制御トランジスタ１９
・・・逆流防止ダイオード２０・・・逆電流吸収コンデンサ　　　′２１．２３．
２６・・・抵抗器　　　２２・・・コンデンサ２４．２
５・・・トランジスタ　２７・・・負電源入力端子２８
・・・電源入力端子　　　２９・・・トランジスタ３２
・・・制御トランジスタのエミッタ電圧３３・・・制御
トランジスタのペース電圧５４・・・制御トランジスタ
のコレクタ電圧３５・・・高圧出力電流５６・・・高圧安定化回路がない場合の高圧出力電圧３
６α・・・従来の電源制御方式高圧安定化回路による高
圧出力電圧５６ｈ・・・本発明の第１制御手段による高圧出力電圧Ｓ６ｅ・・・本発明の第１および第２制御手段による高
圧出力電圧囁１区第２図囁４０

Claims

【特許請求の範囲】

高圧出力用スイッチングトランジスタ、ダンパダイオー
ド、共振コンデンサ、フライバックトランスからなる高
圧発生回路と、上記高圧発生回路の高圧出力電圧検出回
路と、基準電圧源と、上記高圧発生回路の電源電圧制御
回路とからなる高圧安定化回路において、上記制御回路
は、コモンエミッタ型の制御トランジスタと、上記制御
トランジスタのコレクタにアノードを接続せられたダイ
オードとを備えてなる第一の制御手段と、高圧出力電流
の検出手段と、上記検出手段の出力電圧を微分する微分
手段と、上記微分手段の出力により上記第一の制御手段
を制御する第二の制御手段とを備えてなることを特徴と
する高圧安定化回路。