JPS58833B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱装置、特に家庭用の金属製鋼などを加
熱する誘導加熱調理器に関するものである。

従来、家庭用の誘導加熱調理器においてはサイリスクイ
ンバータを用いた周波数変換装置が主として用いられて
いた。

すなわち、商用周波数電源を直流に変換した後、超音波
周波数の高周波電流に変換し、誘導加熱コイルを駆動し
て高周波磁束により、加熱する方法が一般的であった。

しかしながら、周波数変換回路の部品点数が多くなり、
価格的に高くなる欠点があった。

また従来は無負荷あるいは軽負荷でも安定な発振をさせ
るために、インバータ回路ではサイリスクと逆並列に高
速ダイオードを接続し、無効電力を回生させていた。

しかしながら誘導加熱調理器では、スプーンや包丁など
の小物負荷あるいは、無負荷では発振をやめる方が電力
の損失、無駄がないので、周波数変換動作を停止させる
のが一般的である。

したがって高速ダイオードによる無効電力回生は不必要
となる。

逆並列接続された高速ダイオードは不必要であるが高速
ダイオードをとった場合には無負荷、軽負荷でサイリス
クの印加電圧および順方向電流が非常に大きな値となり
サイリスタを破壊せしめる。

そこで本発明は無効電力回生動作をさせず、しかも、低
周波交流を直接高周波交流に変換する周波数変換装置を
提供するものであり、以下図面に従かい本発明の一実施
例について詳細な説明を行なう。

第１図において、低周波交流電源１より電源スィッチ２
を介して周波数変換回路３に低周波電源電圧を加える。

周波数変換回路３に含まれるパワー半導体の導通を制御
する制御回路４により、出力制御、発振起動停止の制御
を行なう。

周波数変換回路３はチョークコイル３１を介して入力コ
ンデンサ３２に交流電圧を加える。

前記チョークコイル３１は高周波電流、電圧が電源側に
流れ込むのをふせぐラインフィルターの役目をする。

また入力コンデンサ３２は高周波電流のバイパス用であ
る。

そして入力コンデンサ３２と並列関係に共振用コンデン
サ３３ａ、３３ｂの直列接続回路、および双方向導通可
能なパワー半導体ブロック３４、同じく双方向導通可能
なパワー半導体ブ田ツク３５の直列接続体を並列関係に
接続する。

共振用コンデンサ３３ａ、３３ｂの接続点と双方向導通
可能なパワー半導体ブロック３４゜３５の接続点間に誘
導加熱コイル３６を接続する。

双方向導通可能なパワー半導体ブロック３４は逆並列接
続されたサイリスタ３４ａ、３４ｂよりなり、パワー半
導体ブロック３５は逆並列接続されたサイリスタ３５ａ
、３５ｂよりなっている。

交流電圧が入力コンデンサ３２の一方の端子Ｕが正の時
、端子Ｕにアノード側が接続されているサイリスタ３４
ａ、３５ａが交互に導通する。

そして逆電圧の時にはサイリスタ３４ｂ、３５ｂが交互
に導通ずる。

第２図Ａは交流電源電圧波形、第２図Ｂは加熱コイル３
６の電流波形で、交流入力電圧により出力レベルが変化
する。

制御回路４は周波数変換回路３の出力電流を検知する電
流トランス４１、交流入力電圧を検知する入力電圧検知
端子４２ａ。

４２ｂ、およびパワー半導体、すなわちサイリスクへの
ゲート端子に接続されるトリガ端子４３を有している。

第３図は本発明による制御回路４の一実施例であり、第
１図に示すパワー半導体の導通を制御するゲートトリガ
回路、出力制御回路、無負荷検知回路等を含んでいる。

第３図において、整流回路４４は交流入力電源１からの
ＡＣ電圧を全波整流するもので、入力端子４４ａ、４４
ｂは電源トランスに接続される。

全波整流電圧は零電圧パルス発生回路４５に加えられ、
交流電源１の零点でパルスを発生する。

この出力はインバータ４６により波形整形され、第４図
ＺＰの如き波形となる。

なお第４図Ｖｎｖは交流電源電圧である。

インバータ４６の出力パルスＺＰはＤフリツフリロツプ
回路４７のＴ入力端子に加えられ、零電圧に同期してＤ
端子の入力信号Ｓにより出力を得る。

Ｄ端子は通常プルアップ抵抗４７ａにより、Ｈレベルで
出力端子４７ｂはＨレベルとなっており、周波数変換回
路３の発振周波数を制御して出力調整をする。

またユーザー出力制御回路４８により出力制御を行ない
、比較回路４９のｅ入力端子のレベルを調整する。

前記比較回路４９の出力は発振起動停止回路５０に加え
られ、発振起動停止回路５０の出力信号は、Ｄフリップ
フロップ回路４７の入力り端子に接続されている。

また出力制御回路４８の出力レベルは発振周波数制御回
路５１にも加えられている。

そしてランプジェネレータ５２は三角波を発生させ、比
較回路４９の■端子に加える。

ランプジェネレータ５２の出力レベルか出力器制御回路
４８の出力レベルが高くなると、比較回路４９の出力は
Ｈレベルとなり発振が止まる。

したがって出力制御回路４８の出力レベルが下がるほど
発振停止時間が長くなり、加熱出力が減少する。

Ｄフリップフロップ回路４７の出力４７ｂはＮＯＲゲ゛
−ト５３に加えられＮＯＲゲートの他方の入力は零点パ
ルスＺＰが入力されその出力は第４図ｑとなる。

ＮＯＲゲート５３の出力はＮＯＲゲート５４の一方の端
子で、その出力は発振禁止回路５５に加えられる。

発振禁止回路５５はアステーブルマルチバイブレーク５
６の発振起動停止を制御するもので１図面では５５５タ
イマーと呼ばれるタイマーＩＣによる実施例を示す。

そしてアステーブルマルチバイブレータ５６の出力はイ
ンバータ５７を介してＪ−ＫＦ／Ｆよりなるバイナリカ
ウンタ回路５８に加えられ、１／２に分周されてその出
力Ｑ、ＱはＮＯＲゲート５９ａ、５９ｂに加えられる。

２人力ＮＯＲゲート５９ａ、５９ｂの他方の端子は共通
でＮＯＲゲート５４の出力信号Ｏが入力され、バイナリ
カウンタ５８の出力のコントロールゲート作用を行なう
。

ＮＯＲゲート５９ａ、５９ｂの出力は保護抵抗６０ａ＞
６０ｂを介してトリガパス回路６１に加えられ、サイリ
スタ３４ａ、３４ｂ。

３５ａ、３５ｂをトリガする。

ゲートトリガパルス回路６１の入力信号Ｐ１．Ｐ２は第
４図のＰｌ。

Ｐ２に示す波形で、２点鎖線で示すが、クロックパルス
ＣＰを分周した２０ＫＨｚの周波数である。

アステーブルマルチバイブレータ５６の発振周波数はり
ミツター回路６２により上限と下限が設定されており、
上限は共振用コンデンサ３３ａ。

３３ｂと加熱コイル３６の共振周波数よりわずかに低い
周波数、下限は可聴周波数の少し上の周波数になるよう
にコントロール電圧リミッタ−を設ける。

一方加熱コイル３６電流を検知するカレントトランス４
１の出力を無負荷検知回路６３の入力端子４１ａ、４１
ｂに入れ、交流入力電圧レベルと比較して、設定レベル
以上となると出力を得、発振停止回路６４に信号を加え
て、インバータ６５を介して発振を停止させる。

そしてインバータ６５の出力がＨレベルになるとＮＯＲ
ゲ゛−ト５４の入力端子をＨレベルにして禁止動作をさ
せる。

また発振停止回路６４はラッチ動作をするので、リセッ
ト回路６６により、発面可能となるようにリセットさせ
る。

リセット回路６６はＤフリップフロップ回路４７のＱ端
子４７ｂがＨレベルの時、リセットさせるもので、イン
バータ４５の出力ｒがＨレベルになると、ＮＯＲゲート
５４により瞬時に発振停止させ、同時に抵抗６７を介し
て、発振起動停止回路５０を働らかせて一定時間発振停
止させる。

発振起動停止回路５０出力がＨレベルとなり、Ｄフリッ
プフロップ回路４７の出力がＨレベルとなるとリセット
回路６６により、リセット動作させ発振開始させる。

次に個々の回路について詳しく述べると、零電圧パルス
発生回路４５は抵抗４５１，４５２とトランジスタ４５
３、コレクタ抵抗４５４、トランジスタ４５５による公
知の回路である。

出力制御回路４８は使用者の調整可能なつまみであり、
ボリューム４８１保護抵抗４８２，４８３よりなる。

発振起動停止回路５０はＰＵＴ５０１と抵抗５０２゜５
０３およびコンデンサ５０４の直列回路よりなり、ＰＵ
Ｔ５０１のゲート端子はフリップフロップ回路４７のＤ
端子に接続され、アノード端子は抵抗５０２，５０３の
接続点に接続される。

電源投入の後ＰＵＴ５０１のアノード端子がゲート端子
より高くなると、ＰＵＴ５０１はオン状態となりパワー
コンバータ３は発振開始する。

そしてトランジスタ５０５はコンデンサ５０４の放電を
させＰＵＴ５０１をオフ状態にして発振を止める。

このトランジスタ５０５のベースにはベース−エミッタ
抵抗、入力抵抗５０７、ダイオード５０８が接続されて
いる。

ランプジェネレータ５２は抵抗５２１とコンデンサ５２
２を直列接続し、その接続点をＰＵＴ５２３のアノード
端子に接続して、抵抗５２４，５２５，５２６よりなる
自明のランプジェネレータである。

また発振禁止回路５５はベース抵抗５５１とエミッター
ベース抵抗５５２を有するトランジスタ５５３により、
アステーブルマルチバイブレーク５６の発振を禁止させ
るもので、タイマーＩＣ５６１に接続された外部設定抵
抗５６２，５６３およびタイマー設定コンデンサ５６４
の初期充電をパワーコンバータ３の発振起動と同期させ
、常に起動が安定となるように制御する。

すなわちバイナリカウンタ５８の出力周期あるいはパル
ス幅を起動時も一定となるように制御し、ゲートパルス
の出力周期が必らず負荷共振回路の周期よりも長くなる
ように制御する。

トリガパルス回路６１はダーリントントランジスタ６１
１ａ、６１２ａおよびダーリントントランジスタ６１１
ｂ、６１２ｂを抵抗６１３ａ、６１３ｂと接続されたセ
ンタタップ付きのパルストランス６１４をプッシュプル
動作させ、２次巻線は４巻線を有し、４ケのサイリスタ
を１ケのパルストランス６１４によりドライブする。

２次巻線の巻線方向は２ケが同方向、他の２ケが逆方向
に巻かれており、コンデンサ６１５ａ、６１５ｂ、６１
５ｃ。

６１５ｄとそれぞれに抵抗６１６ａ、６１６ｂ。

６１６ｃ、６１６ｄを直列接続して微分パルスを作って
いる。

またサイリスクのＧ−に間にはゲート−カソード抵抗６
１７ａ、６１７ｂ、６１７ｃ。

６１７ｄをそれぞれ接続している。

このパルス波形は第５図に示すような波形で、バイナリ
カウンタ５８の出力パルスＰ１．Ｐ２をプッシュプル動
作により、サイリスタ３４ａｔ３４ｂのゲートカソード
間には第５図ＶｇＫａの波形、サイリスタ３５ａ。

３５ｂにはＶｇＫｂの波形が加えられ、ゲート電流はそ
れぞれＩｇａ、Ｉｇｂの波形となる。

一方のサイリスタ３４ａ、３４ｂを同時にトリガする時
、すイリスタ３５ａ、３５ｂには同時にＧ−に間の逆バ
イアス電圧が加わり、サイリスクのｄｖ／ｄｔ耐量が改
善される。

またサイリスタ３４ａｔ３４ｂあるいはサイリスタ３５
ａ、３５ｂのどちらか一方のみが導通し、導通順序の切
替が不必要なため発振制御が簡単となる。

リミッタ回路６２は抵抗６２１、トランジスタ６２２．
６２３、抵抗６２４により電圧リミツクーとなり、上限
と下限はそれぞれ抵抗６２５ａ。

６２５ｂ、抵抗６２６ａ、６２６ｂの分圧比により決め
る。

無負荷検知回路６３は交流入力電圧に応じて出力電流が
定まり、無負荷あるいは軽負荷の時、交流入力電圧の瞬
時値に対して大きくなるため、交流入力の瞬時値に応じ
た出力レベルの比較を行ない、過電流を検知する。

第６図Ｃは負荷時の起動波形、Ｄは無負過時の起動波形
で、零電圧起動させても無負荷時には共振回路電流およ
び電圧が急激に増加するので、入力電圧の瞬時値と比較
すると、早い速度で無負荷状態の検知ができ、パワー半
導体の保護ができる。

すなわち交流入力電圧が低い時に交流入力電圧に応じた
出力電流あるいは出力電圧を検知するので、実際に流れ
る出力電流レベルは低くても交流入力電圧に比較すると
高くなるからである。

無負荷検知回路６３はカレントトランス４１の出力に接
続される抵抗６３１と整流回路６３２により出力レベル
を検知し、一方交流入力電圧は整流回路４４からの全波
整流電圧を抵抗６３３゜６３４により、比較設定レベル
を作りコンパレータ６３５により、交流入力電圧レベル
と出力電流レベルを比較するものである。

この出力は抵抗６３６を介して、ゲート抵抗６４１を有
するサイリスタ６４２をトリガし、発振を停止せしめる
。

リセット回路６６はコンデンサ６６１を入力に有し、ペ
ースエミッタ抵抗６６２を有するトランジスタ６６３の
コレクタをサイリスタ６４２のアノードに接続し、サイ
リスタ６４２のアノード電圧を下げてリセットさせる。

このリセット動作は発振が停止される時に必らず行なわ
れる特長がある。

以上述べた如く本発明は入力交流電圧の零電圧近辺で発
振起動せしめ、入力交流電圧の瞬時値と、出力共振回路
電流または電圧あるいはパワー半導体電圧を比較して発
振を停止せしめるものであり、第７図のようなパワーコ
ンバータ回路でも応用できる。

第７図のパワーコンバータ回路は双方向導通可能なパワ
ー半導体ブロック３４の一つのみで発振可能であり、価
格的にはさらに安いもので構成できる。

以上述べた如く本発明は交流電源の零電圧で発振せしめ
て、瞬時に負荷検出を行なうことができる。

また複数個のパワー半導体ブロックを用いた場合には、
発振起動時クロックパルスの発振起動と同期させて安定
な起動を行なわしめ、プッシュプル回路を利用したパル
スドライブ回路により、一方は逆バイアス一方はトリガ
という順序を交互に行なうものである。

また無負荷検知回路が動作して、発振停止回路のラッチ
動作を行なわしめるが、ラッチの解除、すなわちリセッ
ト動作は零電圧に同期して行なわれるので、必らず安定
な起動ができる。

また出力制御は１つのボリュームで広範囲の出力部制御
ができる。

なお本発明は図面に記載した実施例に限らず、低周波交
流を直接高周波に変換するパワーコンバータ装置にも応
用でき、低価格の誘導加熱調理器を実現できる特長があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の周波
数変換装置の回路図、第２図は同要部の各部の波形図、
第３図は同装置の制御回路の一実施例を示す回路図、第
４図、第５図は同要部の各部波形図、第６図は第１図に
示す周波数変換回路の起動波形図、第７図は本発明によ
る周波数変換回路の他の実施例を示す回路図である。 １・・・・・・交流電源、２・・・・・・電源スィッチ
、３・・・・・・周波数変換回路、４・・・・・・制御
回路、３４，３５・・・・・・パワー半導体ブロック、
３６・・・・・・誘導加熱コイル０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １低周波交流を直接高周波交流に変換する周波数変換回
   路とその制御回路よりなり、前記周波か変換回路は少な
   くとも１つの双方向導通可能なノペワー半導体ブロック
   と共振用コンデンサおよび力［熱コイルよりなり、前記
   制御回路は前記低周波交流の零電圧近辺で発振起動させ
   る発振起動回路と前記低周波交流電圧レベルと前記周波
   数変換回路の回路パラメータとを比較し、設定レベル以
   上で発振停止せしめる発振停止回路よりなることを判徴
   とする誘導加熱装置。 ２前記回路パラメータは共振用コンデンサと力［熱コイ
   ルよりなる出力共振回路電流または電圧とすることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項に記載の誘導加熱装置。 ３前記回路パラメータをパワー半導体ブロックの電圧ま
   たは電流とすることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   に記載の誘導加熱装置。 ４前記周波数変換回路は少なくとも２つの双方向導通可
   能なパワー半導体ブロックと共振用コンデンサおよび加
   熱コイルの直列共振回路よりなり、前記パワー半導体ブ
   ロックの直列接続体と、１つの前記パワー半導体ブロッ
   クと、前記直列共振回路を並引関係に接続することを特
   徴とする特許請求の範囲第１項に記載の誘導加熱装置。