JPS5850103B2 - 周波数変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数変換装置、特に直流を高周波電流に変換
するインパーク回路、あるいは交流を直接高周波電流に
変換する高周波サイクロコンバータ回路に関するもので
ある。

従来、第１図に示すような直列インバータ回路が誘導加
熱用高周波電源に用いられていたが、このようなインバ
ータ回路においてはサイリスクのｄｉ／ｄｔが高くなり
、２０ＫＨｚｌｕ上の高周波でスイッチングを行なう誘
導加熱用高周波電源には応用できず、低周波しか応用で
きなかった。

そこで本発明は誘導加熱用高周波電源として、超音波周
波数領域で発ＩＨＥＩ−能なインバータ回路、あるいは
誘導加熱装置に適した周波数変換回路を提供するもので
ある。

第１図において、直流電流１より、サイリスクよりなる
パワースイッチング半導体２ａと同様なパワー半導体２
ｂを直列接続し、直流電源１と閉ループを形成する。

なおサイリスク２ａのアノード側が直流電源１の＋側と
なる。

そしてパワースイッチング半導体２ａ、２ｂと逆並列に
それぞれダイオード３ａ 、３ｂを接続する。

またパワースイッチング半導体２ｂと並列関係に共振用
コンデンサ４、共振用インダクター５、負荷抵抗６を含
む直列共振回路を接続する。

なお直列共振回路はパワースイッチング半導体２ａと並
列関係でもよく、あるいはハーフブリッジであってもよ
い。

この回路の動作を説明すると、まず、パワースイッチン
グ半導体２ａを導通させる。

そして共振用コンデンサ４への光電々流がパワースイッ
チング半導体２ａを流れ、放電々流が逆並列接続したダ
イオード３ａを流れる。

ダイオード３ａが導通している時にパワースイッチング
半導体２ｂを導通させると、共振用コンデンサ４の放電
々流はパワースイッチング半導体２ｂおよび逆並列ダイ
オード３ｂと、共振用コンデンサ４を含む直流共振回路
を流れ、ダイオード３ａは逆バイアスされて瞬時に不導
通になる。

そして共振電流がダイオード３ｂを介して流れている時
、パワースイッチング半導体２ａを導通させると、ダイ
オード３ｂは瞬時に不導通Ｏこなり、パワースイッチン
グ半導体２ａにｄｉ／ｄｔの大きい電流が流れる。

パワースイッチング半導体２ ａ ｔ ２ ｂを交互に
導通させると共振用コンデンサ４を含む直列共振回路に
はぼ正弦波で、パワースイッチング半導体２ａｔ２ｂの
導通間隔で定まる周波数の交流電流が流れる。

しかしながら、パワースイッチング半導体２ａ。

２ｂに流れる電流の立上りが大きく、電波障害あるいは
パワースイッチング半導体のスイッチング損失が大きく
なる欠点があった。

そこで本発明は上記従来の欠点を解消するものであり、
以下本発明の一実施例について添付図面とともに説明す
る。

第２図において、パワースイッチング半導体２ａと逆並
列ダイオード３ａ、およびパワースイッチング半導体２
ｂと逆並列ダイオード３ｂにより半導体ブロックが構成
され、それぞれの半導体ブロックと直列にそれぞれ限流
インダクタ７ ａ 、７ ｂを接続している。

したがってパワースイッチング半導体２ａ、２ｂのクー
ンオン時の電流の立上りを押えて、電波障害、およびｄ
ｉ／ｄｔを小さくでき超音波周波数でのスイッチングが
可能となる。

第３図は低周波交流を直接高周波交流に変換する周波数
変換回路の実施例であり、交流電源１′より電源スィッ
チ８を介して入力コンデンサ９に接続し、パワースイッ
チング半導体を逆並列に接続して双方向導通制御可能と
し、交流半波におけるダイオードの機能を行なわせるも
のである。

従って従来の整流回路は不必要である。

また限流インダクタ７ ａ 、７ ｂには互いＱこ相互
インダクタンスを持たせ、コイル形状を小さくする。

第４図には本発明による周波数変換回路の各部ノ波形を
示し、Ａはパワースイッチング半導体２ａとダイオード
３ｂの電流、Ｂは共振用コンデンサ４を含む直列共振回
路の電流、Ｃはパワースイッチング半導体２ａとダイオ
ード３ｂの電圧である。

第３図の実施例は誘導加熱調理器の高周波電源となる周
波数変換回路であり、共振用インダクタ５′は誘導加熱
コイルを兼用し、渦巻偏平状の加熱コイルを形成してい
る。

また直列接続されたパワースイッチング半導体２ａ′と
２ｂ’の間に、ｄｖ／ｄｔを押えるためのスナバ−コン
デンサ１０とスナバ−抵抗１１の直列回路を接続する。

これは限流インダクタ７ａ、７ｂを設けているので１つ
のスナバ−回路でよい。

本発明の実施例はハーフブリッジ型、あるいは人力コン
デンサ分割型にも応用できるものである。

第２図に示す回路について、直流電源１の電圧をＥ、共
振用コンデンサ４の容量をＣ１共振用インダクク５のイ
ンダクタンスをＬｌ、負荷抵抗をＲ１限流インダクタ７
ａｔ７ｂのインダクタンスを等しいものと考えてＬ２と
し、パワースイッチング半導体２ａとダイオード３ａの
電流を■２、直列共振回路電流を■、とする。

パワースイッチング半導体２ａおよびダイオード３ａの
み導通している時をＡモード、ダイオード３ａおよびパ
ワースイッチング半導体２ｂが導通している時をＢモー
ド、パワースイッチング半導体２ｂとダイオード３ｂが
導通している時をＣモードとし、電流■はＥ／イ＝不工
電圧ＶはＥ、時間ＴはｋＪ〔てで無次元化し、α−Ｒ／
２Ｊ［７で、Ｌ−Ｌ１＋Ｌ２．１２＝Ｌ２／Ｌ、β−Ｊ
１−α２として解析すると、ｖｌｏ、■１ｏは各モード
の初期条件である。

Ａ、Ｂ、Ｃのそれぞれのモードについて、初期条件を入
れかえ、順次求めるシミュレーションを計算機によって
行なった。

その結果を第５図に示している。

第５図は、α−０，１、ダイオード３ａあるいは３ｂが
導通して、次のパワースイッチング半導体を導通させる
時間ＴＤを０．３として、ｌ、＝Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）
を０．０１ 、０．１ 、０．３と変えた結果のＩ２電
流波形をＡ１．Ａ２．Ａ３の順に示す。

第５図より明らかな如く、１２が小さいと、パワースイ
ッチング半導体の電流の立上りが大きくなることがわか
り、少なくとも１２は０．１以上必要である。

一見、限流インダクタ７ａ、７ｂのインダクタンスＬ２
が太きければパワースイッチング半導体２ａ 、２ｂの
電流の立上りｄｉ／ｄｔは小さくなるように思えるが、
共振用インダクタ５のインダクタンスＬ１に比べて小さ
ければ、ｄｉ／ｄｔを押える効果がないことがわかる。

特に誘導加熱用電源として用いる周波数変換回路では、
高周波数スイッチングさせるため、限流インダクタ５の
インダクタンスＬ２の値は適当な値に選ぶ必要がある。

共振用インダクタ５を誘導加熱コイルと兼用させる場合
には誘導加熱コイル５′のインダクタンスＬ１の扁以上
のインダクタンスを有する限流インダクタ７ａ、７ｂを
使用する。

また、１２の値が大きすぎると、限流インダクタ？ａ、
７ｂの部品形状が大きくなったり、あるいは損失が増加
し、変換効率が悪くなったり、あるいはパワースイッチ
ング半導体の印加電圧が大きくなるなどの欠点があり、
大きくとも１２＝０．５で通常はＡ２＝０．１〜０．３
が超音波周波数における周波数変換回路の最適定数であ
る。

限流インダクタ７ ａ 、７ ｂが相当インダクタンス
を持った場合でも、あるいは第２図に示す回路のハーフ
ブリッジ型、入力コンデンサ分割型でも同様である。

２０ＫＨｚ近辺では１２−０．１とすればパワースイッ
チング半導体のｄ ｉ ／ ｄ ｔは３０〜４０Ａ／μ
ｓｅｃに設計できる。

これ以上ｄ ｉ ／ ｄ ｔを大きくするとパワースイ
ッチング半導体のスイッチング損失は大きく増加する欠
点がある。

以上述べた如く、本発明によればパワースイッチング半
導体のスイッチング損失を減らし、印加電圧も小さく、
電波障害も減らすことができ、超音波周波数での周波数
変換に非常に適した周波数変換回路を実現できる。

特に２０ＫＨｚ近辺の高周波方式誘導加熱調理器の高周
波電源に非常に適した周波数変換回路である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数変換装置の回路図、第２図は本発
明Ｏこよる周波数変換装置の一実施例を示す回路図、第
３図は本発明の他の実施例を示す回路図、第４図は本発
明による周波数変換回路の各部波形図、第５図は本発明
による周波数変換回路（こおける限流インダクタと共振
用インダクタのインダクタンスの比をそれぞれ変化させ
た場合のパワースイッチング半導体の電流を示す波形図
である。 １・・・・・・電源、２ａ、２ｂ、３ａ、３ｂ・・・・
・・パワ； −スイッチング半導体、４・・・・・・共
振用コンデンサ、５・・・・・・共振用インダクタ、６
・・・・・・負荷抵抗、７ａ。 ７ｂ・・・・・・限流インダクタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ パワースイッチング半導体と、逆並列接続されたダ
   イオードあるいはパワースイッチング半導体よりなる少
   なくとも１方向に導通制御可能な２組の直列関係に接続
   されたパワー半導体ブロックと、前記パワー半導体ブロ
   ックと直列関係に接続された２つの限流インダクタと、
   少なくとも１つの共振用インダクタと、共振用コンデン
   サを含む直列共振回路とよりなり、前記限流インダクタ
   のインダクタンスは前記共振用インダクタのインダクタ
   ンスの少なくとも昂己上とすることを特徴とする周波数
   変換装置。