JPS5839355B2 - 不つりあい測定あるいは振動分析に用いる電気信号の掛算方法とその装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は特に振動分析及びつりあわせ技術における電気
信号の掛算方法とその方法を実施するための回路装置に
関する。

電気信号の掛算用として種々の方法が知られており、例
えばいわゆるトランス・コンダクタンス、掛算法、ホー
ル掛算法、抵抗変調法、パラボラ掛算法、デジタル・ア
ナログ（Ｄ／Ａ）変換器による掛算法等々である。

これらの方法によれば、同種又は異種の信号が（例えば
電圧、電流、磁束密度）相互に掛算される。

これらの方法は異なる原理に基づきかつ種々の応用に用
いられる。

回転体の不つりあい測定あるいは振動分析において振動
検出器で検出される電気信号は、測定あるいは分析の対
象とする周波数以外の雑信号例えば、駆動モーターの振
動、各部軸受の振動、周辺の回転機器からの振動等を含
む複合振動の信号である。

しかもこの複合振動の中で対象とする周波数の振動が他
の雑振動に比して極めて小さい場合があり、特に千つり
あい測定の場合、測定結果によって漸次下つりあいを修
正すると対象周波数の振動は増々小さくなり且つ不つり
あい測定には広範囲な測定レンジを必要とする。

このため通常の増幅の使用方法では問題とならないよう
な小さい信号に対する誤差（例えば後述のゼロ誤差）も
支障をきたすことになる。

このように、複合振動の中から対象とする周波数の成分
だけを如何にして正確に抽出し測定するかが不つりあい
測定および振動分析の課題であり、このための各種の方
法・装置が発明・考案され、しばしば電気信号掛算が利
用される。

何れの場合も複合振動から特定の周波数の成分が求めら
れ、電気的測定信号例えば電圧として存在する複合振動
信号に正弦波形の基準信号が乗ぜられる。

掛算器の出力信号を適当に平均することにより、極めて
精密に関連周波数の成分の大きさが得られる。

電気的又は電子的方法で掛算を行うときの特別な問題は
、掛合わせる信号相互間の誤差を含む積の形成にある。

電子掛算器について述べるには、２つの入力の大きさＸ
（ｔ）並にＹ（ｔ）と一つの出力の大きさＡ（ｔ）から
出発せねばならない。

理想的な場合には電子掛算器ではＡ（ｔ）−Ｘ（ｔ）・
Ｙ（ｔ）となる。

しかし実験にかような掛算を行うときは誤差を生じる。

この場合、特に問題となることは、両入力側Ｘ並にＹの
ゼロ点誤差ＸｏｓとＹｏｓ、出力側Ａｏｓのゼロ点誤差
、並びに非線形性により生じる誤差である。

公知の掛算装置では、これらの誤差はその出力に支障を
きたすほど顕著である。

従って本発明の課題は特に振動分析や、つりあわせ技術
に応用でき、かつ両方の入力側のゼロ点誤差と出力側の
ゼロ点誤差が回避され、さらに又非線形性により掛算装
置内で惹起される誤差も回避又は抑制される電気信号掛
算方法および装置を作ることである。

本発明によれば、この課題は次のように解決される。

即ち各掛算する信号を、正負の値を示す変調関数で掛算
前に変調し、掛算で生じた信号を各変調関数の逆関数で
変調し、変調後生じた信号から平均値をつくることによ
り解決される。

この掛算によって入力側のゼロ点誤差と、出力側のゼロ
点誤差とは事実上なくなる。

ここで入力側のゼロ点誤差は、例えば不つりあいによる
振動を検出するために圧電素子を用いた場合、振動検出
のために予圧をかける必要があり、このため検出される
電気信号には、不つりあいによる信号に直流成分が重畳
する。

このような誤差あるいは本発明の装置より前に配設され
る前置増幅器のゼロレベルのドリフトによるゼロ点誤差
等が含まれる。

又出力側のゼロ点誤差には増幅器のゼロレベルのドリフ
トによるゼロ点誤差及び掛算器自体で生じるゼロ点誤差
等が含まれる。

なお又非線形性による誤差は、アナログ掛算器において
しばしば起る直線性の不良による非線形性が問題となる
場合にも、回避又は抑制できる。

掛算後の復調も、ここに提案する方法により、電気的に
比較的簡単に実施出来るので、従来公知の方広を・一段
と改善できる。

本発明の適切な態様は、周波数が異なるかあるいはπ／
２又は３π／２だげ移相させた同周波数の矩形関数を変
調及び復調関数として用いることにより得られる。

矩形関数が値±１の簡単な切換関数である場合には、極
めて簡単かつ正確に実施できるので、特に便利な解法で
ある。

別の適切な本発明による方法の態様は、復調関数の積を
示す関数に、復調関数をまとめることであり、それによ
ってこの方法および装置は簡易化される。

なお又特に二つの交流電圧信号を掛算する場合、変調器
に復調周波数が、掛算する電気信号の周波の全域に亘っ
て充分に細かく分割し、かつ変調後の信号が低域通過フ
ィルタでろ波される。

この場合、変調及び復調関数の周期も又規則的に変える
ことが出来る。

これにより例えば周波数分析に際し、好ましからざる妨
害周波数（調波）を抑制できる。

特定な場合として、一方の入力信号だけを変調し、掛算
により生じた積を変調関数の逆関数で変調し、発生する
信号から平均値を得ることが適切なことがある。

本発明による方法を実施する回路構成は、掛算装置の入
力側の前に少くとも一つの変調装置と、掛算装置の出力
側に変調装置の数に相当する数の復調装置、並に平均値
をうる装置とを備えている。

本発明の別の態様では、一つの復調器の中に復調装置を
まとめることができる。

変調関数を適当に選択することにより、復調器も極めて
簡単な構造となる。

変調器と復調器とを、切換装置として構成すると、極め
て便利であり、特に電子切換手段を用いると本発明の目
的にかなう簡単かつ正確な回路構造が得られる。

掛算する信号内の妨害部分を抑制するため、特に振動分
析に際し、シフトレジスタにより変調及び復調関数を規
則的に変えることは有効である。

第１図に示した配置では、掛算する電気信号Ｘ（ｔ）と
Ｙ（ｔ）はそれぞれ変調装置ｍ１に導かれる。

信号Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）は例えば不つりあいによる振動
を求めるための測定信号と、同周波数の基準信号である
。

この変調装置ｍ１内でこれら電気信号は変調関数ξ（１
）とη（１）で変調される。

信号Ｘ又はＹの変調に変調関数として切換関数が用いら
れ、これらの信号は、適当な時間間隔で値＋１または−
１が乗ぜられる。

変調された入力信号Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）はＸ′とＹ′で
示される。

上記変調関数の代わりに、他の任意の適当な変調関数を
用いてもよい。

この変調関数は一周期の間に正負の値を示さねばならな
いと共に、逆関数で示しうるものでなければならない。

変調関数用の基準レベルは通常全信号に共通なゼロ点で
ある。

この変調関数のサイクル時間は一般に処理される信号の
それより小さい。

これは後続の平均値形成と関連して所望の誤差抑制がで
きるように選択される。

上述の種類の変調装置又は電気信号切換装置は、例えば
、第４図のように、反転増幅器（Ｖ−−１即ち、入力の
大きさ例えばＸ（ｔ）に−１を乗じる）・抵抗Ｒ１合計
点スイッチとしての２つの電界効果トランジスタ、又は
演算増幅器を有する後続インバータ回路（その出力側に
は変調された入力量例えばＸ’＝Ｘ（ｔ）・ξがかかる
）等より構成できる。

その電界効果トランジスタの制御入力側には、矩形の制
御電圧がかかる。

なおこの変調装置の代りとして適当な他の変調乃至切換
装置を用いてもよい。

この種装置は専門家によく知られている。変調後これら
２つの信号Ｘ′とＹとは、例えば冒頭にのべた公知の掛
算装置内で相互に乗ぜられる。

得られた積Ａ’（第１図）は入力誤差ＸｏｓとＹｏｓ、
出力誤差Ａｏｓ、およびその掛算装置の線形性誤差を含
んでいる。

そこで出力信号Ａ′は変調装置ｍ２内で２つの変調関数
ξとηの逆数１／ξと１／ηで復調される。

この復調にまっ先づ変調効果が再度保存されるので、例
えば、理想的な掛算器では、積に何等の影響も与えない
。

引続き、その復調後に生じた信号は、適当な平均値形成
用装置内で平滑される。

この平均値形成用装置は、例えば、公知の低域通過フィ
ルタ、可動コイル装置、又はその他のそのつと信号の種
類に適した装置にすることが出来る。

上述のような変調と復調によって平均値形成後の求むる
積Ａ（ｔ）は入力誤差、出力誤差がなく、場合によって
は、掛算装置の線形性誤差のないものが得られる。

この場合静的誤差部分としての出力誤差Ａｏｓは復調関
数によってのみ影響をうける。

本発明による復調によれば、これら誤差は変形されかつ
適当なより高周波範囲に移されるので、平均値形成後、
乃至はろ液抜は、もはや誤差は現れない。

他の低周波誤差部分も又同様な方法で逓減される。

直線性の不良による非線形性によりもたらされる出力誤
差、特に二乗誤差は、アナログ的に除去される。

その理由は、これらの誤差は、掛算する要素の出力側に
静的部分を生じるからである。

入力側のゼロ点誤差は、各誤差がそのつと他の入力側の
逆変調関数で復調されることによりなくなる。

従って平均値形成後は、入力誤差も又生じない。

一つの掛算入力側にのみ望ましからざるゼロ点誤差が生
じるような掛算方法では、一つの変調乃至復調関数を用
いて作業すれば、誤差抑制に十分である。

これによって残余の誤差抑制は事実上影響をうけない。

第２図と第３図の信号パターンでは、どのように誤差抑
制が行われるが、出力誤差の例を図で示す。

入力誤差も、非線形性により生じる誤差も同様な信号パ
ターンとなる。

復調関数は大抵一つの復調関数に包括できるので、唯一
つの復調装置を必要とするだけである。

この復調装置は、２つの復調関数の積関数を単に生じる
ものでなければならない。

第３ｅ図には、例えば周波数の異なる２つの変調関数か
ら、如何にして簡単な積関数が生じるかを示す。

この切換関数はシフトレジスタを用い規則的にその周波
数を変えることが出来る。

この場合第５図に従い、適当な多段シフトレジスタＳＲ
を介して一定サイクル入力が与えられるので、そのシフ
トレジスタの出力側の一つには、望ましい準規則的に生
じる切換関数ξ（１）がかかる。

本図には、エクスクル−シブ・オア・ニレメン） （ｅ
ｘｃｌｕｅｓｉｖｅＯＲｅｌｅｍｅｎｔ ）−排他的論
理和要素素子）を有する四段シフトレジスタが略示しで
ある。

第２図は部分的に異なる大きさで常時にはかからない２
つの直流電圧ＸとＹとの掛算に際して生じる信号パター
ンを、時間経過で示す。

第２図の２ａは、その出力電圧Ｘを、第２図の２ｂは出
力電圧Ｙを画いである。

これら２つの電圧を掛算するに当り、理想的な場合には
、第２図の２０に示す電圧パターンが生じる。

第２図の２ａと第２図の２ｂには、さらに、値上を有す
る簡単な切換関数で変調後の２つの入力電圧の、その電
圧パターンを示す。

このようにして、この変調関数は、上述の場合、異なる
周波数をもつ簡単な矩形関数である。

周波数の同じ矩形関数を用いることも出来よう。

しかし、その場合π ３π には、２つの変調関数は−又は−だげ互に位相２ をずらず必要がある。

変調した２つの信号を掛合せた後の信号パターンを第２
図の２ｄに示す。

本図では、掛算装置が一定の出力誤差Ａｏｓを示すこと
が配慮されている。

従って出力信号Ｘ’、 Ｙ’の値は、その誤差だけ小さ
く又は大きくなる。

図示の例では、出力誤差は負と考えられている。

従って正の出力電圧は、その出力誤差だけ小さくなり、
負の出力電圧は、それだけ大きくなる。

時点ｔ。

では、掛算装置の出力側に、その装置の負の出力誤差Ａ
ｏｓのみがかかる。

この電圧値は、積形成が始めて存在する時点ｔ５までそ
のまΣとどまる。

ｔ５内では、変調された入力信号Ｘ′は負値な、変調さ
れた入力信号Ｙ１１正値を示す。

従って、この２つの信号の積は負である。

この積は、掛算装置の負として考えた出力誤差Ａｏｓに
加算される。

時点ｔ６では、入力信号ＸとＹ′の符号は同時に換わる
。

従って掛算した積は、なおも負のままである。

時点ｔ７では入力信号Ｙ’ｈ再度符号が換わる。

２つの入力信号は、今や正の符号を示すので、その２つ
の信号の積も又正となる。

しかし掛算装置の負の出力誤差だけ小さくなる。

時点ｔ８ では入力信号Ｘ／が再度負となる。

人力信号Ｙ′は、時点ｔ、までは、正のま〜であるから
、ｔ８とｔ９の間の信号の積は再度負となる。

時点ｔ。では２つの入力信号は再度負となるので、その
積は正となる、等々である。

時点ｔｔｏでは入力信号Ｙ′はゼロに等しくなる。

ｔｔｏとｔｌｌＯ間では、従って、２つの入力電圧Ｘ′
。

Ｙ′よりなる積は、同様ゼロに等しい。

掛算装置の出力側には、出力誤差Ａｏｓのみがかかる。

ｔ１□では再度積形成が行なわれる。

変調された入力電圧の積Ｘ、Ｙが第２図の２ｄに従い、
変調周波数のサイクル内で変調関数の逆１ 数−及び−で復調され即ち掛算されると、第２図ξ
η の２ｅに従い、追って説明する信号パターンが生じる。

掛算装置の出力側には、先づ出力誤差Ａｏｓのみが存在
する。

この誤差も又２つの復調周波数のサイクル内で復調され
る。

変調信号のサイクル経過を第２図の２ａと第２図の２ｂ
に示す。

時点ｔ１＋１が掛算される。

出力誤差は負と考えたので、ｔｌ とｔ２ の間では、
これら負の値が存在しつづける。

時点ｔでは変調関数ηの符号が換わり、従■ って復調関数−の符号も換わる。

掛算装置の出力η とする値それ自体は負であるから、出力誤差の絶対値を
有する正の出力値が生じる。

時点ｔ３では出力誤差の値の符号は更新する。

等々である。時点ｔ３では掛算装置の出力側に負電圧が
かかる（第２図の２ｄ）。

ｔ５の場合の復調関数の符出力誤差Ａｏｓを含み掛算装
置の負の出力値には、従って、−１が乗ぜられる。

かくしてｔ５とｔ６の間の時間に対しては、出力誤差を
含み第２図の２’ｂによる負の電圧値が示されると同じ
絶対値の正の電圧値が、復調後生じる。

゛時点ｔ６ では、２つの変調関数の符号は換わる。

従って復調後玉の出力電圧は時点ｔ７ まで存在したま
〜である。

ｔ７ とｔ８の間では、変調関数、従って復調関数も正
の値を示す。

かくして第２図の２ｄのｔ７とｔ８の間にある電圧値は
、そのまま存在する。

この値は２つの出力電圧の理論的に正しい積よりも小さ
いので、復調後も又小さい電圧値が存在する。

従って第２図の２ｅにおいて、ｔ７とｔ８の間の時間に
おいては、その直前の電圧即ちｔ６ とｔ７の間の電圧
に対し出力誤差の２倍だけ小さい電圧が生じる。

ｔ８ とｔ９の間では、変調及び復調関数は再度異なる
符号を示す。

第２図の２０のｔ８ とｔ９の間にある負の電圧は、再
度−１が乗ぜられ従って正となる。

第２図の２ｅのそれ以後の電圧パターンはこれに対応し
て生じる。

本発明により、第２図の２ｅによる電圧値から平均値が
形成される。

この平均値は、２つの入力値ＸとＹとの正確な積に相当
する。

この平均値は、第２図の２０ではその示された積に対す
る鎖線で示される。

第２図の２ｅの信号パターンから、積形成が行なわれな
いときは、掛算装置の出力誤差Ａｏｓも又抑制されるこ
とがわかる。

交流電圧の掛算の場合には、２つの同一周波数の電圧で
、本発明の方法を用い、第３図による信号パターンが得
られる。

描写を簡単にし明解ならしめるため、２つの電圧の位相
を一致させた。

しかし掛算する交流電圧は、互に任意の位相位置を示し
てもよい。

２つの同一周波数・交流電圧の掛算は、振動分析やつり
あわせ技術で起きる。

第３図の３ａと第３図の３ｂには入力電圧ＸとＹとが示
され、変調された入力電圧Ｘ′とＹ′とは、点線で示さ
れる。

変調関数ξ及びηとして、ここでも±１をもつ切換関数
が用いられる。

変調関数ξとηの符号は、第３図の３ａと第３図の３ｂ
では、各切換段階ごとに、直接信号パターンを介して与
えられる。

第３図の３０には理想的電圧パターンを、第３図の３ｄ
には掛算後の変調された入力信号の電圧パターンを再掲
する。

この場合第３図の３ｄでは掛算装置の正の出力誤差Ａｏ
ｓを考える。

第３図の１ ３ｅは−と−で復調後の電圧パターンを示す。

第ξ η ３図の３ｄと第３図の３０の信号パターンは、第２図で
述べたのと同じ方法で得られる。

変調関数によりもたらされる切換間の曲線部分は、符号
を考慮した第３図の３０による曲線パターンと一致する
。

第３図の３ｅの信号パターンの上には、各復調１ 部分ごとに復調関数−・−の符号が掲示されていξ η る。

選択した変調関数に対して、ただ一つの簡単な復調装置
が必要であることがわかる。

この場合、掛算装置の出力側にある出力信号の復調に対
して一位相がずれた変調関数ξで十分である。

第２の復調装置は必要ではない。

第３図の３０と第３図の３０には積Ｘ、Ｙの平均値を鎖
線で示す。

理論的な積が十分低い周波数のときは、第３図の３０に
よる平均値は、第３図の３０に示す理論的パターンをと
ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の実施例の簡単な型を示す略図であって、
第１図は２つの電気信号を掛算する回路のブロック図、
第２図は大きさの異る２つの直流電圧を本発明により掛
は合わせたときの信号パターン２ａ、２ｂ 、２ｃ ｔ
２ｄ 、２ｅの図、第３図は周波数が異る２つの交流
電圧を本発明により掛合わせたときの信号パターン３ａ
、３ｂ 、３ｃ。 ３ｄ 、３ｅの図、第４図は変調装置のフロック図、第
５図は規則的変調関数を得るため、シフトレジスタを用
いた回路の図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 不つりあい測定あるいは、振動分析に用いる電気信
   号の掛算方法において、回転体の不つりあいを検出する
   検出器からの交流信号と、測定あるいは分析しようとす
   る特定の周波数の交流基準信号とが掛算前に正負の値を
   示す変調関数で変調され、掛算により生じた信号が各変
   調関数の逆関数で復調され、復調後生じた信号から特定
   の周波数成分の正あるいは負の値を示す平均値を形成す
   ることを特徴とする掛算方法。 ２ 回転体の不つりあいを検出する振動検出器からの交
   流検出信号と、測定あるいは分析しようとする特定の周
   波数の交流基準信号とが掛算前に、前記信号より充分高
   い周波数の正負の値を示す矩形開数で変調する変調器と
   、変調された各々の信号を掛算する掛算器と、掛算器よ
   りの出力信号を前記各変調関数の逆関数で復調する復調
   器と、復調器の出力信号から特定の周波数成分の正ある
   いは負の平均値を形成する平均値形成器とを備えたこと
   を特徴とする不つりあい測定あるいは、振動分析に用い
   る電気信号の掛算装置。