JPS5839111A - スイッチドキャパシタ積分器 - Google Patents
スイッチドキャパシタ積分器Info
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- JPS5839111A JPS5839111A JP56137237A JP13723781A JPS5839111A JP S5839111 A JPS5839111 A JP S5839111A JP 56137237 A JP56137237 A JP 56137237A JP 13723781 A JP13723781 A JP 13723781A JP S5839111 A JPS5839111 A JP S5839111A
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- operational amplifier
- input terminal
- circuit
- power supply
- capacitor
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、例えば電子フィルタ、音声mm回路、音声
合成回路等に用いられるスイッチドキャ/ぐシタ積分器
に関する。
合成回路等に用いられるスイッチドキャ/ぐシタ積分器
に関する。
篤1図はスイッチドキャ/々シタ回路の基本回路、第2
図はその等価回路を示す。第1図において、切換スイッ
チSの第1接点aは入力端子11に、また第2接点すは
出力端子12に%また共通接続点Cはキヤ/豐シタC5
t−介して接地端にそれぞれ接続されている。上記入力
端子1ノ、出力端子12には対接地電位Vl e v、
が加えられ、前記スイッチSは1秒間に!8回切夛換え
られる−い會、第1図(a) K示すようにスイッチS
が入力端子11側に接続されたとき、キャパシタC,に
充電される電荷Q1は「q1耽Ca・VIJとなる0次
に第・1図体)に示すようにスイッチSが出力端子17
11に接続されると、キャパシタCBの電荷Q■はr
(h =Cm・V、 Jとなる。従ってスイッチSが入
力端子11@から出力端子12側へ切夛換わる一連の動
作によシ、入力端子J1から出力端子12へΔQの電荷
が移動したと考えられる。
図はその等価回路を示す。第1図において、切換スイッ
チSの第1接点aは入力端子11に、また第2接点すは
出力端子12に%また共通接続点Cはキヤ/豐シタC5
t−介して接地端にそれぞれ接続されている。上記入力
端子1ノ、出力端子12には対接地電位Vl e v、
が加えられ、前記スイッチSは1秒間に!8回切夛換え
られる−い會、第1図(a) K示すようにスイッチS
が入力端子11側に接続されたとき、キャパシタC,に
充電される電荷Q1は「q1耽Ca・VIJとなる0次
に第・1図体)に示すようにスイッチSが出力端子17
11に接続されると、キャパシタCBの電荷Q■はr
(h =Cm・V、 Jとなる。従ってスイッチSが入
力端子11@から出力端子12側へ切夛換わる一連の動
作によシ、入力端子J1から出力端子12へΔQの電荷
が移動したと考えられる。
ΔQ−Qt −Q* −Csffl=Vo)
−c。
−c。
スイッチSは毎秒11回切)換わるので、入力端子11
から出力端子12への平均電流量とCて、 i=mΔQ −/、 ”−C,(Vl −Vo)/、
−(2)が流れることになる。
から出力端子12への平均電流量とCて、 i=mΔQ −/、 ”−C,(Vl −Vo)/、
−(2)が流れることになる。
スイッチSの切換え周波数f1が電圧V、#V。
の周波数よシ充分大きければ、電流量はvi。
voの瞬時値で定まる電流に等しくなシ、第1図の回路
は第2図に示すように入力端子11、出力端子12間に
抵抗Rが接続された回路と等価になる。ここで、 すなわち、上記のようにキャパシタC1をスイッチング
することにより等価的に抵抗Rを得るチドキャー譬シ!
積分器である。
は第2図に示すように入力端子11、出力端子12間に
抵抗Rが接続された回路と等価になる。ここで、 すなわち、上記のようにキャパシタC1をスイッチング
することにより等価的に抵抗Rを得るチドキャー譬シ!
積分器である。
第3図は演算増幅器S1を使ったミラー積分器を示して
おシ、仁の入出力特性が次式で与えられることは良く知
られている。
おシ、仁の入出力特性が次式で与えられることは良く知
られている。
Vl :入力電圧
vo:出力電圧
R1:入力端子11と演算増幅器31の反転入力端0と
の間に接続された入力抵抗 S、:演算増幅器31の出力端と反転入力端(→との間
に接続されたキヤ/臂シタ なお、第3図中Vゆ、■、1は電源であシ、演算増幅器
S1の非反転入力11m(至)は接地されている。
の間に接続された入力抵抗 S、:演算増幅器31の出力端と反転入力端(→との間
に接続されたキヤ/臂シタ なお、第3図中Vゆ、■、1は電源であシ、演算増幅器
S1の非反転入力11m(至)は接地されている。
第4図は第3図の抵抗B■の代わりにスイッチVキャノ
シタ回路41t−用いて構成されたミラー積分器を示し
ており、入出力特性は削成(4)のR,に削成(3)O
R?:代入しえものとなる。
シタ回路41t−用いて構成されたミラー積分器を示し
ており、入出力特性は削成(4)のR,に削成(3)O
R?:代入しえものとなる。
つfシ第4図のずラー積分空け、人中力特性がキャパシ
タC,とCfの容量比およびスイッチSの切換周波数f
、の関数、特に周波数f、の一次式とまっている。この
ため、周波数!−に比例して積分時定数を変化させ得る
ことを示してお)、第4図のミラー積分器をフィルタの
構成単位として用いればフィルタリング周波数を切換周
波数fmK比例して変え゛ることが可能となる。
タC,とCfの容量比およびスイッチSの切換周波数f
、の関数、特に周波数f、の一次式とまっている。この
ため、周波数!−に比例して積分時定数を変化させ得る
ことを示してお)、第4図のミラー積分器をフィルタの
構成単位として用いればフィルタリング周波数を切換周
波数fmK比例して変え゛ることが可能となる。
一方、第5図は第4図と等価なミラー積分器を示してお
り、スイッチドキャノ母シタ回路50を等価的に負の抵
抗値を有する負性抵抗として用いたものである。このス
イッチドキャi4シタ回路50は、2個の切換スイッチ
81s81によシキャ・量シタC−の両端を同時に切換
えるように構成されている。すなわち、第1の切換スイ
ッチB1の第1接点a1が入力端子11に、また、第2
の切換スイッチSmの第1接点a雪が演算増幅器31の
反転入力端(→に接続され、上記スイッチs1.s、の
第2接点bt*b*は一括されて基準電源vr、f(本
例では接地電位)に接続されている。
り、スイッチドキャノ母シタ回路50を等価的に負の抵
抗値を有する負性抵抗として用いたものである。このス
イッチドキャi4シタ回路50は、2個の切換スイッチ
81s81によシキャ・量シタC−の両端を同時に切換
えるように構成されている。すなわち、第1の切換スイ
ッチB1の第1接点a1が入力端子11に、また、第2
の切換スイッチSmの第1接点a雪が演算増幅器31の
反転入力端(→に接続され、上記スイッチs1.s、の
第2接点bt*b*は一括されて基準電源vr、f(本
例では接地電位)に接続されている。
いま、(a)図に示すように切換スイッチs1が第1接
点aI側に、スイッチS−が第2接点す。
点aI側に、スイッチS−が第2接点す。
側に接続されているとき、スイ“ツlドキャdシタC1
の両端には電位差”1−vrd Jが印加されるため次
式に示すような電荷Q、が充電される。
の両端には電位差”1−vrd Jが印加されるため次
式に示すような電荷Q、が充電される。
Qa ” c、 (vl −vrd )次に、(b)図
に示すように切換スイッチs3が第2接点bt側に、ス
イッチS3が第1接点al側に接続されると、キャパシ
タC,の両端には電位差’ vref −vi Jが印
加されるため、電荷量Qbは次式で示される。
に示すように切換スイッチs3が第2接点bt側に、ス
イッチS3が第1接点al側に接続されると、キャパシ
タC,の両端には電位差’ vref −vi Jが印
加されるため、電荷量Qbは次式で示される。
Qb +−c@(v、、1− V、 )ことで、V;は
演算増幅器JJO反転入力端(→の電圧である。
演算増幅器JJO反転入力端(→の電圧である。
し九がって、この時の電荷の移動量jQは、ΔQ−−(
Q、 −Qb) =−Cs (vt ” vs’−2Vret )
−(6)である、なお、上式に負符号が付い九の
は、(a)図のスイッチング状態では電位vl側から電
位図スイッチング状態では電位vi側がら電位vr、f
側に向かって電流が流れるためである。演算増幅器SI
Kおける反転入力端(へ)は、−電位vr、fに仮想接
地されるようにこの演算増幅器31が働くため、「vト
vr、f」とおくと、゛削成(6)は、IQた一CB
(V!−V’l ) −・・(7)と
なシ、スイッチ81m8mが1秒間に−fyr回切換ら
れて、(a)図、(b)図に示したスイッチング状態を
繰〕返すときに流れる電−流!は、1−IQ−fm =
−Cs’(Vl −V’l )/s ”(8)とな
る、したがって、このスイッチドキャパシタ回路50に
よる等価抵抗Rは、 とな・シ、削代(3)と比較すれば、このスイッチドキ
ャパシタ回路50が負性抵抗として働くことが理解でき
る。
Q、 −Qb) =−Cs (vt ” vs’−2Vret )
−(6)である、なお、上式に負符号が付い九の
は、(a)図のスイッチング状態では電位vl側から電
位図スイッチング状態では電位vi側がら電位vr、f
側に向かって電流が流れるためである。演算増幅器SI
Kおける反転入力端(へ)は、−電位vr、fに仮想接
地されるようにこの演算増幅器31が働くため、「vト
vr、f」とおくと、゛削成(6)は、IQた一CB
(V!−V’l ) −・・(7)と
なシ、スイッチ81m8mが1秒間に−fyr回切換ら
れて、(a)図、(b)図に示したスイッチング状態を
繰〕返すときに流れる電−流!は、1−IQ−fm =
−Cs’(Vl −V’l )/s ”(8)とな
る、したがって、このスイッチドキャパシタ回路50に
よる等価抵抗Rは、 とな・シ、削代(3)と比較すれば、このスイッチドキ
ャパシタ回路50が負性抵抗として働くことが理解でき
る。
と
ところで、第4図、第5図に示したように1建ラ一槓分
器として用いられるスイッチドキャ/fシタ積分器は、
演算増幅器用電* VD I)a V@ @のため2個
の端子および基準電源Vrd (接地)用の1個の端子
を必要とする。したがって、このよう々スイッチFキャ
ー、eシタ積分器を二電源(VDDa V□)使用形の
通常のランダムロジックと混在させるKは、電源端子を
一端子増やす必要が生ずる。
器として用いられるスイッチドキャ/fシタ積分器は、
演算増幅器用電* VD I)a V@ @のため2個
の端子および基準電源Vrd (接地)用の1個の端子
を必要とする。したがって、このよう々スイッチFキャ
ー、eシタ積分器を二電源(VDDa V□)使用形の
通常のランダムロジックと混在させるKは、電源端子を
一端子増やす必要が生ずる。
しかしながら、電源端子°を増やすことは、特に集積回
路においては致命的である。つまり集積回路設計におい
ては、設計期間め長期化および集積回路のチップ面積の
増大、三電源端子のためのΔターン設計の難しさを招来
し、またプリント板実装時における電源増幅加はプリン
ト板設計を離しくシ、且つコス)の大幅な上昇をみるこ
とに々るわけである。
路においては致命的である。つまり集積回路設計におい
ては、設計期間め長期化および集積回路のチップ面積の
増大、三電源端子のためのΔターン設計の難しさを招来
し、またプリント板実装時における電源増幅加はプリン
ト板設計を離しくシ、且つコス)の大幅な上昇をみるこ
とに々るわけである。
仁の発明は上記のよう表事悄に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、使用電源数を減少でき、集積
回路化に際して電源端子数が少なくて済むので集積回路
化が容易なスイッチドキャ/母シタ積分器を提供するこ
とである。
その目的とするところは、使用電源数を減少でき、集積
回路化に際して電源端子数が少なくて済むので集積回路
化が容易なスイッチドキャ/母シタ積分器を提供するこ
とである。
以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。
する。
第6図はその構成を示すもので、図において、スイッチ
ドキャパシタ回路60は、同時に働らく切換スイッチB
saBmによシキャパシタC。
ドキャパシタ回路60は、同時に働らく切換スイッチB
saBmによシキャパシタC。
を第1接点Aleal側もしくは第2接点す、 #b=
側へ切°換接続するものであり、切換周波数はf。
側へ切°換接続するものであり、切換周波数はf。
である、上記切換スイッチS−,″の第1接点a1は入
力電圧Vlが印加される入−力端子61に接続され、第
2接点b1は電源vDDK接続される。
力電圧Vlが印加される入−力端子61に接続され、第
2接点b1は電源vDDK接続される。
また、切換スイッチ8嘗の第2接点a嘗は演算増幅器3
1の反転入力端0に、第2接点blは電源V□に接続さ
れている。
1の反転入力端0に、第2接点blは電源V□に接続さ
れている。
一方、演算増幅器S1は電源vDD、■□が供給されて
おシ、出力端は出力端子62に接続されると共にキラ/
4シタc(を介して反転入力端(ハ)に接続され、非反
転入力端(ト)kは上記電源VDD電圧と電源V、−電
圧との中間の電圧が印加される。この中間電圧紘電源v
、D、 v、、 6cよって生成されるもので69、そ
の大きさは演算増幅器31の特性に応じて適醪゛に1定
される。いま上1 記中間電圧として、例えば「T(vDD−■、1)」を
得る場合には、第6図に示すようにゲート・ドレインが
接続されたNチャネル型トランジスタT1のドレインを
電源vDDK接続し、同じくr−)・ドレインが接続さ
れ九Nチャネル型トランジスタT、のソースを電源V□
に接続し、上記トランジスタTIのソースとトランジス
タT、とのドレインとを接続し、仁の接続点yY7!:
非反転入力端(ト)に接続すれば良い。
おシ、出力端は出力端子62に接続されると共にキラ/
4シタc(を介して反転入力端(ハ)に接続され、非反
転入力端(ト)kは上記電源VDD電圧と電源V、−電
圧との中間の電圧が印加される。この中間電圧紘電源v
、D、 v、、 6cよって生成されるもので69、そ
の大きさは演算増幅器31の特性に応じて適醪゛に1定
される。いま上1 記中間電圧として、例えば「T(vDD−■、1)」を
得る場合には、第6図に示すようにゲート・ドレインが
接続されたNチャネル型トランジスタT1のドレインを
電源vDDK接続し、同じくr−)・ドレインが接続さ
れ九Nチャネル型トランジスタT、のソースを電源V□
に接続し、上記トランジスタTIのソースとトランジス
タT、とのドレインとを接続し、仁の接続点yY7!:
非反転入力端(ト)に接続すれば良い。
次に、上記のような構成のスイッチドキャ/譬・シタ回
路について動作を説明する。いま、第6図(a)に示す
ように切換スイッチS1が第1接点aI側に1スイツチ
S■が第2接点bl側に接続されているとき、スイッチ
ドキャ/々シタC1の一端には電位差「v量−v、、」
が印加されるため、「v■諺0」とおくと次式に示
すような電荷Q、が充電適れる。
路について動作を説明する。いま、第6図(a)に示す
ように切換スイッチS1が第1接点aI側に1スイツチ
S■が第2接点bl側に接続されているとき、スイッチ
ドキャ/々シタC1の一端には電位差「v量−v、、」
が印加されるため、「v■諺0」とおくと次式に示
すような電荷Q、が充電適れる。
Q、 wx C,@V量
次に、伽)図に示すように切換スイッチS1が第2接点
bt@に、スイッチS嘗が第1一点ml側に接続される
と、キャパシタC1の両端には電位差rVbn−”kJ
が印加されるため、電荷量Qbは次式で示される。
bt@に、スイッチS嘗が第1一点ml側に接続される
と、キャパシタC1の両端には電位差rVbn−”kJ
が印加されるため、電荷量Qbは次式で示される。
Qbm C1(VDD −V’l)
したがって、この時の電荷の移動量jQは、ΔQ−−(
Q、 −Qb) =−Cm(V1+ V’l −VDD) −
Q□となる。上記演算増幅器31の非反転入力端(ト)
Kは、−バイアス回路によってr VDD/2 J (
2)電位が与えられてお夛、電位v1は第5図の場合と
同様に、演算増幅器J1が仮想的にr VDI)/2
Jに接続されるよ′うに働らくため、r V’l =
Vl)D/2 Jとおくと、削代(至)は、 ’ IQ = −CB (Vi −VS )と
な〕、接点11s&禦関に流れる平均電流!と等価抵抗
Rは次式のようになる。
Q、 −Qb) =−Cm(V1+ V’l −VDD) −
Q□となる。上記演算増幅器31の非反転入力端(ト)
Kは、−バイアス回路によってr VDD/2 J (
2)電位が与えられてお夛、電位v1は第5図の場合と
同様に、演算増幅器J1が仮想的にr VDI)/2
Jに接続されるよ′うに働らくため、r V’l =
Vl)D/2 Jとおくと、削代(至)は、 ’ IQ = −CB (Vi −VS )と
な〕、接点11s&禦関に流れる平均電流!と等価抵抗
Rは次式のようになる。
上式Q1.(Leハ、削代(8) 、 (9) 、!:
同LK す!D、このスイッチドキャノ臂シタ回路が
負性抵抗として作用することがわかる― したがって、第6図の回路は前述した辞秦ナネ;第5図
の回路と同じ働らきをし、この第6図の積分器の入出力
特性は下式で示される。
同LK す!D、このスイッチドキャノ臂シタ回路が
負性抵抗として作用することがわかる― したがって、第6図の回路は前述した辞秦ナネ;第5図
の回路と同じ働らきをし、この第6図の積分器の入出力
特性は下式で示される。
第7図は、上記第6図のスイッチドキャベシータ回路#
O部分を集積回路化し九−例を示す。
O部分を集積回路化し九−例を示す。
スイッチドキャノ譬シタ回路roKお、いて、T。
〜T・はそれぞれ例えばNチャネル型の電界効果トラン
ジスタであ夛、第1のスイッチ回路として機能するトラ
ンジスタTIおよび第2のスイッチ回路として機能する
トランジスタT4が第6図の一方の切換スイッチs1に
対応しておシ、また第3のスイッチ回路として機能する
トランジスタTI%および第4のスイッチ回路として機
能するトランジスタT・が他方の切換スイッチ8雪に対
応している。そして、上記第1゜第4のスイッチ回路に
相当するトランジスタ?s、?−が同じスイッチ状態と
なシ、第2゜第3のスイッチ回路に相当するトランジス
タt ” 4s T @が同じスイッチ回路となるよう
に切換制御される。すなわち、トランジスタT、のド・
レインは入力端子6.IK接続され、トラ・ンジスタT
4のソースは電源VDDに接続され、上記トランジスタ
T、のソー′スとトランジスタT4のドレインとの接続
接点にキャパシタC−の一端され、トランジスタT−の
ソースは電源vIK接続され、上記トランジスタ?、の
ソースとトランジスタT・のドレインとの接続接点にキ
ャパシタC1の他端が接続されている。そして、前記ト
ランジスタTIaT@のダートは一括されてクロック入
゛力端7JK接線され、トランジスタT 4 # T
Hのダートは一括されてクロック入力端r2に接続さ
れ、これらのクロック入力端FJ、FJに鉱第8図(1
)あるいは(b) K示すように、それぞれ周期が1
//sで同時に@l”レベルにはならないクロックツ々
ルスφ重 、φ篇が導かれる。したがって、φl=@1
”、φ3−″″0”のトキトランジスタ’rs、’r・
はオン状態、トランジスタT4*TIはオフ状態となシ
、第6図(、)の回路状態と同じKなる。これに対して
φ!=@0”、φse=@l”のときKはトランジスタ
Ts。
ジスタであ夛、第1のスイッチ回路として機能するトラ
ンジスタTIおよび第2のスイッチ回路として機能する
トランジスタT4が第6図の一方の切換スイッチs1に
対応しておシ、また第3のスイッチ回路として機能する
トランジスタTI%および第4のスイッチ回路として機
能するトランジスタT・が他方の切換スイッチ8雪に対
応している。そして、上記第1゜第4のスイッチ回路に
相当するトランジスタ?s、?−が同じスイッチ状態と
なシ、第2゜第3のスイッチ回路に相当するトランジス
タt ” 4s T @が同じスイッチ回路となるよう
に切換制御される。すなわち、トランジスタT、のド・
レインは入力端子6.IK接続され、トラ・ンジスタT
4のソースは電源VDDに接続され、上記トランジスタ
T、のソー′スとトランジスタT4のドレインとの接続
接点にキャパシタC−の一端され、トランジスタT−の
ソースは電源vIK接続され、上記トランジスタ?、の
ソースとトランジスタT・のドレインとの接続接点にキ
ャパシタC1の他端が接続されている。そして、前記ト
ランジスタTIaT@のダートは一括されてクロック入
゛力端7JK接線され、トランジスタT 4 # T
Hのダートは一括されてクロック入力端r2に接続さ
れ、これらのクロック入力端FJ、FJに鉱第8図(1
)あるいは(b) K示すように、それぞれ周期が1
//sで同時に@l”レベルにはならないクロックツ々
ルスφ重 、φ篇が導かれる。したがって、φl=@1
”、φ3−″″0”のトキトランジスタ’rs、’r・
はオン状態、トランジスタT4*TIはオフ状態となシ
、第6図(、)の回路状態と同じKなる。これに対して
φ!=@0”、φse=@l”のときKはトランジスタ
Ts。
T−はオフ状態、トランジスタT4.T、はオン状態と
なシ、第6図(b)の回路状態と同じになる。
なシ、第6図(b)の回路状態と同じになる。
なお、第7図の回路においては、第1〜第4のスイッチ
回路として各1個のトランジスタT1〜T・を使用して
いるが、これに代えて他のアナログスイッチ、例えばト
ランスきツシ冒ンr−)岬のようなトランジスタスイッ
チを用いても良い。
回路として各1個のトランジスタT1〜T・を使用して
いるが、これに代えて他のアナログスイッチ、例えばト
ランスきツシ冒ンr−)岬のようなトランジスタスイッ
チを用いても良い。
第9図は、この発明の他の実施例を示すもので、上記第
6図の回路におけるスイッチドキャパシタ回路60の電
源VDD I Vll端子を入れ換えたスイッチドキャ
ノ母シタ回路90を設けたものである。このような構成
においても上記実施例と同様に、スイッチドキャ/4シ
タ回路ヲ負性抵抗として動作させることができる。
6図の回路におけるスイッチドキャパシタ回路60の電
源VDD I Vll端子を入れ換えたスイッチドキャ
ノ母シタ回路90を設けたものである。このような構成
においても上記実施例と同様に、スイッチドキャ/4シ
タ回路ヲ負性抵抗として動作させることができる。
なお、上述した各実施例において、演算増幅器31の非
反転入力端…に電位(例えばは種々変形が可能でToシ
、例えば降圧回路等の電流消費の少ない回路を使用して
も良いのはもちろんである。また、入力段にMO8)ラ
ンジスタを使用した演算増幅器31の場合、非反転入力
端(至)の入力インピーダンスはほぼ無限大となるため
、前記バイアス回路として入力インピーダンスが高くて
も曳く、このようなバイアス回路は消費電流を少なくす
ることが十分可能である。
反転入力端…に電位(例えばは種々変形が可能でToシ
、例えば降圧回路等の電流消費の少ない回路を使用して
も良いのはもちろんである。また、入力段にMO8)ラ
ンジスタを使用した演算増幅器31の場合、非反転入力
端(至)の入力インピーダンスはほぼ無限大となるため
、前記バイアス回路として入力インピーダンスが高くて
も曳く、このようなバイアス回路は消費電流を少なくす
ることが十分可能である。
以上説明したようKこの発明によれば、スイ、チドキャ
パシタ回路の放電経路に対して演算増幅器用の電源を使
用し、且つこの演算増幅器用電源を用いて演算増幅器の
非反転入力端にバイアスを印加するためのバイアス回路
を設けたので、使用電源数を減少して単−電源化でき、
集積回路化に際して電源端子数が少々〈て済むので、集
積回路化が容易かスイッチドキャノ譬シタ積分器が得ら
れる。
パシタ回路の放電経路に対して演算増幅器用の電源を使
用し、且つこの演算増幅器用電源を用いて演算増幅器の
非反転入力端にバイアスを印加するためのバイアス回路
を設けたので、使用電源数を減少して単−電源化でき、
集積回路化に際して電源端子数が少々〈て済むので、集
積回路化が容易かスイッチドキャノ譬シタ積分器が得ら
れる。
第1図(a) 、 (b)はスイッチドキャ/母シタ回
路の基本回路の異々る動作状態を示す回路図、第2図は
第1図の等価回路、第3図および第4図はそれぞれ従来
のミラー積分器を示す回路図、第5図(a) 、 (b
)は従来のスイッチドキャ/やシタ積分器の異なる動作
状態を示す回路図、第6図(a)。 Cb)はこの発明の一実施例に係るスイッチドキャノ中
シタ積分器の異なる動作状態を示す回路図、第7図は上
記@6図の回路におけるスイッチドキャ・母シタ回路の
具体的な構成例金示す回路図、第8図(a) 、 (b
)は上記第7図の動作説明のために示すタイギング図、
第9図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。 Sl・・・演算増幅器、60.TO,90・・・スイッ
チドキャパシタ回路、6 J −・・信号入力端子、6
2−・・出力端子、C,−・・スイッチングキャノ譬シ
タ、Cf・・・キャノ臂シタ、T1〜T@・・・トラン
ジスタ、VDD e V@g・・・電源。
路の基本回路の異々る動作状態を示す回路図、第2図は
第1図の等価回路、第3図および第4図はそれぞれ従来
のミラー積分器を示す回路図、第5図(a) 、 (b
)は従来のスイッチドキャ/やシタ積分器の異なる動作
状態を示す回路図、第6図(a)。 Cb)はこの発明の一実施例に係るスイッチドキャノ中
シタ積分器の異なる動作状態を示す回路図、第7図は上
記@6図の回路におけるスイッチドキャ・母シタ回路の
具体的な構成例金示す回路図、第8図(a) 、 (b
)は上記第7図の動作説明のために示すタイギング図、
第9図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。 Sl・・・演算増幅器、60.TO,90・・・スイッ
チドキャパシタ回路、6 J −・・信号入力端子、6
2−・・出力端子、C,−・・スイッチングキャノ譬シ
タ、Cf・・・キャノ臂シタ、T1〜T@・・・トラン
ジスタ、VDD e V@g・・・電源。
Claims (3)
- (1)演算増幅器と、この演算増幅器の反転入力端と出
力端との間に接続されるキャ/?シタと、上記演算増幅
器の非反転入力端に所定の/4イア、スを供給するバイ
アス回路と、入力信号電圧が印加される信号入力端子と
上記演算増幅器の反転入力端との間に設けられるスイッ
チングキャパシタと、上記スイッチングキャパシタの両
端に設けられ、第1の動作期で上記信号入力端子と前記
演算増幅器用の一方の電源との間にスイッチングキャパ
シタを接続し、第2の動作期で他方の電源と上記演算増
幅器の反転入力端一との間にスイッチングキヤ/ぐシタ
を接続する回路を交互に形成するスイッチング手段とを
具備する′ことを特徴とするスイッチドキャノ臂シタ積
分器。 - (2)上記バイアス回路は前記演算増幅器用、の一方の
電源と他方の電源との間に直列接続され九第1および第
2のトランジスタから成シ、このトランジータの接続点
から麟定電位を得るように構成したことを特徴とする特
許請求の範囲′第1項記載のスイッチドキャI中シタ積
分器。 - (3) 上記スイッチング手段は、上記信号入力端子
と上記スイッチングキャパシタの一端との間に接続され
第1の信号によシ導通制御されるトランジスタスイッチ
と、スイッチングキャパシタの一端と前記演算増幅器用
の一方の電源との間に接続され第2の信号により導通制
御されるトランジスタスイッチと、スイッチングキャパ
シタの他端と演算増幅器の反転入力端との−に接続され
第2の信号により導通制御されるトランジスタスイッチ
と、スイッチングキャパシタの他端と他方の電源との間
に接続され第1の信号によシ導通制御されるトランジス
タスイッチから成ることを特徴とする特許請求の範囲第
1項記載のスイッチド′キャパシタ積分器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56137237A JPS5839111A (ja) | 1981-09-01 | 1981-09-01 | スイッチドキャパシタ積分器 |
US06/394,874 US4520283A (en) | 1981-09-01 | 1982-07-02 | Band pass filter with a switched capacitor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56137237A JPS5839111A (ja) | 1981-09-01 | 1981-09-01 | スイッチドキャパシタ積分器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5839111A true JPS5839111A (ja) | 1983-03-07 |
JPH0429247B2 JPH0429247B2 (ja) | 1992-05-18 |
Family
ID=15193974
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56137237A Granted JPS5839111A (ja) | 1981-09-01 | 1981-09-01 | スイッチドキャパシタ積分器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5839111A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6192994A (ja) * | 1984-10-12 | 1986-05-10 | Hitachi Zosen Corp | チツプの荷役方法 |
-
1981
- 1981-09-01 JP JP56137237A patent/JPS5839111A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6192994A (ja) * | 1984-10-12 | 1986-05-10 | Hitachi Zosen Corp | チツプの荷役方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0429247B2 (ja) | 1992-05-18 |
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