JPS5836538B2 - デ−タデンソウフクチヨウキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、直交振巾変調を用いた多値データ伝送にお
いて、位相制御装置を備えた適応判定帰還型自動等化器
を用いた２軸同期検波方式による復調器に関するもので
ある。

第１図に従来より知られている判定帰還型自動等化器の
概念図を示す。

第１図で左側に示されたタップ付遅延線は従来よりよく
知られた線形自動等化器で、右側に示されたタップ付遅
延線は、現在判定しようとしている送信データに先行す
るパルスからどれ程の干渉が生じているかを予測し、こ
れを除去する目的で挿入されたもので、よく知られた量
子化帰還と同様の原理に基づくものである。

直交振巾変調に対してこの構成の自動等化を適用する場
合には、伝送路特性の搬送波周波数に関する非対称性に
より生ずる直交データの漏れ込みを除去することが必要
であるために、第１図で左側に示したタップ付遅延線を
２軸同期検波器の２つの出力信号を入力とする２系統の
構或とし、また第１図で右側に示したタップ付遅延線を
２軸判定データを入力とする２系統としそれぞれのタッ
プ付遅延線に取り付けられた対応する２つのタップから
取り出される信号を第２図に示すようなブリッジ型回路
で１対のタップゲイン例えばＣｉ，ｄｉによって変換す
る方法を用いたものが考案されている。

以下第２図に示した回路を２次元ブリッジ型可変減衰器
と呼ぶ。

第２図の構或に従えば、各タップゲインの対Ｃｉ，ｄｉ
（ｉ＝１．２，・・・，Ｎ）によって２つの遅延線を流
れる信号の振巾および位相回転の制御を同時に行なうこ
とができる。

従って２軸同期検波器で生ずる搬送波の位相の制御も可
能なので電圧制御発振器等を用いた搬送波の位相制御機
能を備えた発振器を用いずに、固定周波数の発振器を用
いて２軸周期検波し、搬送波の位相ずれを等化器によっ
て吸収することが可能である。

しかしこの方法では、搬送波に大きな周波数偏差および
その他の位相変動が生じた場合は、この構或の自動等化
器では完全にこの偏差を除去できない。

従来の線形自動等化器に対しては、自動等化器の出力端
に位相回転回路を付加し、上述の位相偏差を除く方法が
考案されているが、この方法を判定帰還型自動等化器に
用いた場合は帰還信号が位相情報を失っているために、
位相偏差が除けないばかりでなく大きな符号間干渉が残
ってしまう。

本発明は搬送波の周波数偏差あるいはその他の位相変動
のある場合にも判定帰還型自動等化器の出力に常に最適
な値が得られるようにしたものである。

以下本発明の原理について述べる。判定帰還型自動等化
器の２つの出力のｔ＝ｎＴ（ｎは整数、Ｔはデータ送信
間隔）におけるサンプル値を各々ｙ Ｋ ， ｙ Ｋと
し、これを複素数Ｙｎ＝ｙ％＋ｉｙ告で表わすとすれば と表わされる。

ただし、Ｃｌ＋ｃｌ＋ｉｄｌは前に設置された線形自動
等化器のｌ番目の２次元ブリッジ型減衰器の対の減衰量
を複素数で表わしたもの、Ｄｍ一ｃｍ＋ｉｄｍは帰還路
に挿入された遅延線のｍ番目の２次元ブリッジ型減衰器
の減衰量を複素数で表わしたもの、Ｘｎは線形自動等化
器の２つの入力のｔ＝ｎＴにおけるサンプル値を、Ａｎ
は２軸送信データ推定値を各々複素数で表わしたもの、
ψｎは１＝ｎＴにおける位相偏位角である。

（１）式右辺第１項の括弧内は線形自動等化器により後
続パルスの影響が殆んど除かれた信号であり、第２項は
Ｍ個の先行パルスがｔ−ｎＴにおいて線形自動等化器出
力信号におよぼす符号間干渉量の推定値である。

ここでｎ番目の送信データを（１，０）とした場合の（
１）式各項を第３図に示す。

線形自動等化器の出力はＡｎに先行パルスからの符号間
干渉が重量され更に位相がψｎだけ回転して第３図ａ点
に現われる。

更に帰還信号が引き去られ判定帰還型自動等化器の出力
Ｙｎは第３図ｂ点に現われる。

今、仮にｔ＝ｎＴにおける位相変化角ψｎの推定値ψｎ
が何等かの方法によって得られ、この位相回転を補償す
るように位相制御を行うことが可能であったとしても、
ｂ点はψｎだけ戻されＣ点に移るだけで、送信データ点
Ａｎとはかなりずれてしまい、符号間干渉が除けないこ
とがわかる。

これに対して、線形自動等化器出力信号を帰還信号の減
算する前にψへだけ位相を戻せば判判定帰還型自動等化
器の出力信号Ｙｎ’はとなり第３図から容易に判るよう
にもし−ｎ一ψｎであればＹｎ’は送信データＡｎと等
しくなり、符号間干渉と位相変動の両者を取り除くこと
ができる。

ｔ＝ｎＴにおける位相変化角の推定値ψｎは通常推定に
要する遅延を最小限とするため（こ、送信データの推定
値と推定直前の信号とを用いて取り出すのが得策である
が、上述の例では第３図ａ点とｄ点との角度を検出する
ことになり第３図ａ点と判定テータＡｎとの角度の他に
第３図ｄ点とＡｎとのなす角度△ψｎを知る必要があり
角度の推定が複雑となってしまう。

そこで先づ帰還信号の角度を予めψｎだけ回転させて線
形自動等化器出力信号から差し引くことを考える。

即ち、次θつようなＹ ｎ”を作る。

第３図においてＹｎ″はｅ点で表わされ、もし〆ｎ一ψ
ｎであればＡｎがψｎだけ回転したものとなる。

従ってＹｎ″をφｎだけ位相を戻せば、 となりこれは（２）式のＹｎ′と等しくなり、符号間干
渉と位相変動の両者が除かれ、かつ判定データと判定直
前の信号を用いて簡単に位相変化角ψｎを推定すること
が可能となる。

位相変化角ψｎの推定は、良く知られた位相制御ループ
を構或することによって達或される。

即ち、式（４）のＹｎ″ｅ−ｉミが若し判定データＡ。

と一致していない場合、その原因は、■．符号間干渉の
残留分 ２．雑音 ３．位相角推定値みの誤差が考えら
れる。

この内第１、第２の原因はランダムに変化し、広い周波
数戊分を持つのに対し、第３の原因は直流〜低周波の或
分を持つ。

したがって、ｅ − ｓ （１’ｎとＡｎとの角度方向
の誤差を検出し、これの低周波或分をとりだして位相誤
差情報として制御ループを構或することによりＡの値を
より正しい方向に制御することなる。

さて、この位相制御機能は等化器の２次元ブリッジ型減
衰器の減衰量を制御するループ内に含まれることになる
ので、制御アルゴリズムとして例えば良く知られたＬＭ
Ｓアルゴリズムを用いるとアルゴリズムは＾を．含んで
次のようになる。

β・γは正の修正係数で通常小さい値をとる。

（７ｉＣ２″は、判定誤差＜ ４ ｙ’ｎ ｅ− ｊ４
）にｅ を複素乗算して位相回転を与えた後、１番
目の可変減衰器の入力信号の共役と複累乗算した結果に
適当な減衰要素βを与え積分することで得られるこムを
示している。

又、（９）式はＤｍ がＹ’ ｅ−Ｊ に時点ｎか
らｍ個前の判定データ△一ｍの共役を複累乗算し適当な
減衰要素γを与え積分することで得られることを示して
いる。

本発明は以上に述べた原理に基づき、適応判定帰還型自
動等化器の出力端並びに帰還ループ内に位相回転回路を
接続し、この回路の位相回転値を等化器出力信号と出力
信号から判定して得られる送信データの推定値とから求
められる位相誤差に従って制御することにより搬送波の
周波数偏差やその他の位相変動が生じた場合にも定常的
な位相誤差を生じないようにした装置を提供する。

以下に第４図、第５図および第６図に従って本発明の実
施例を説明する。

第４図において、端子１および２から２軸同期検波して
得られる２つのベースバンド信号が入力される。

端子１には遅延素子３および４が直列接続された遅延線
が接続され、端子２には遅延素子５および６が直列に接
続された遅延線が接続される。

各遅延素子の接続線からは２つづつ対になった信号の引
き出し線７と８，９と１０．１１と１２が引き出されて
おり、上記３対の引き出し線の各々の対に第２図に示し
た２次元ブリッジ型可変減衰器１３，１４および１５が
接続されている。

各２次元ブリッジ型町変減衰器は２つの信号を出力し加
算器１６では線路１７，１８および１９を流れる各２次
元ブリッジ型可変減衰器の一方の出力信号の総和が求め
られ線路２０に出力される。

同様に加算器２１では線路２２，２３および２４を流れ
る各２次元ブリッジ型可変減衰器の他方の出力信号の総
和が求められ線路２５に出力される。

線路２０および２５を流れる信号は式（１）右辺第１項
の実部と虚部に相当している。

線路２０を流れる信号は加算器８２で線路８３を流れる
帰還信号が引き去られ、線路８４に出力される。

同様に線路２５を流れる信号は加算器８５で線路８６を
流れるもう一つの帰還信号が引き去られ、線路８７に出
力される。

線路８４および８７には一つの位相回転器２６が接続さ
れて、ここで式（４）で示された複素信号Ｙｎの位相回
転が行なわれる。

２７は位相回転器２６の出力信号から送信データを推定
するための推定器であり、通常線路３７を流れる信号を
サンプルして得るレベルと線路３９を流れる信号をサン
プルして得るレベルを独立判定して送信データを推定し
ている。

推定器２７で推定された送信データは端子１０１および
１０２より復調器出力として出力されるが、同時に線路
９２を通して遅延素子１０３および１０４が直列に接続
された遅延線および線路９３を通して遅延素子１０５お
よび１０６が直列に接続された遅延線に各々入力される
。

上記遅延線の各遅延素子を接続する接続線からは２つづ
つ対になった信号の引き出し線１０９と１１０，１１１
と１１２が引き出されており上記２つの対になった引き
出し線に対して第２図に示した２次元ブリッジ型町変減
衰器１１４および１１５が接続される。

各２次元ブリッジ型可変減衰器は２つの信号を出力し加
算器１１６では線路１１８および１１９を流れる各２次
元ブリッジ型町変減衰器の一方の出力信号の総和が求め
られ線路１２０に出力される。

同様に加算器１２１では線路１２３および１２４を流れ
る各２次元ブリッジ型町変減衰器の他方の出力信号の総
和が求められ線路１２５に出力される。

線路１２０および１２５を流れる信号は式（１）右辺第
２項の実部と虚部に相当している。

線路１２０および１２５には１つの２次元ブリッジ型同
期検波器１２６が接続されて、式（３）右辺第２項で示
される複素信号の位相回転が行なわれ、その実部および
虚部は各ケ線路８３および８６に出力される。

以上は２軸同期検波された信号が順次変換を受けて伝送
される主経路の説明であるが、この主経路に含まれる各
２次元ブリッジ型可変減衰器の町変ゲインは制御回路２
８から出力される制御信号に従って線路３１および３９
を流れる信号に含まれる符号間干渉が除去されるように
修正される。

すなわち２次元ブリッジ型町変減衰器１３に記憶される
２つの可変ゲインの修正値は線路２９と３０から得られ
、以下同様に他の２次元ブリッジ型可変減衰器１４，１
５，１１４，１１５，に記憶されている可変ゲインの修
正値はそれぞれ線路３１と３２，３３と３４，１１３と
１１７，１０７と１０８から得る。

最後に制御回路２８において上記の制御信号を得る実施
例を第５図に従って示す。

第５図において４３，４４，４５ ， ７２ ，γ、３
，９８，９９はすべて第６図１こ示す演算を行なう装置
であり２対の入力ＸとＹおよびＡとＢから１対の出力Ａ
Ｘ＋ＢＹとＢＸ一ＡＹを作るがこれは複素数Ｘ−ｉＹと
Ａ＋ｉＢ の積を求めることに相当するので以後この装
置を複累乗算器と呼ぶ。

まず線路３７，３９から入力される信号と線路３８．４
０から入力する信号を入力とする複累乗算器７３の一方
の出力、すなわち複素数の虚数部にあたる出力信号７８
は位相を制御するための信号、即ち式（５）のθ。

であり、低域済波器１４を通すことによって線路γ９に
制御位相信号、即ち式（６）のｐｎ＋１を出力し、この
信号に応じた正弦並びに余弦関数が装置７５で式（７）
のように発生される。

この正弦並びに余弦波は線路３５，３６を通して位相回
転器２６に入力されると共に、線路９０．９１を通して
もう一つの位相回転器１２６に入力される。

ただし線路９１を流れる信号は極性反転装置１００によ
って線路１２２を流れる信号の極性が反転されている。

正弦並びに余弦関数を発生させる装置は、例えば正弦、
余弦の値を適当な位相間隔であらかじめ記憶しておき、
これを読み出すこと（こよって実現できる。

方可変減衰器の減衰量の制御信号を得るには、まず線路
３γから入力される信号と線路３８から入力される信号
の差と線路３９から入力される信号と線路４０から入力
される信号の差を減衰器４１および４２で求め各々の出
力を対とする信号と上述の正弦並びに余弦信号３５．３
６を複累乗算器７２で乗算し線路８０．８１に一対の出
力信号を得ておく。

２次元ブリッジ型町変減衰器の減衰量を制御する信号は
線路４９．５０を流れる信号と上述の線路８０ ．８１
を流れる信号を複累乗算器４３において乗算した結果得
られる２つの信号をそれぞれ減衰器６０ ，６１および
積分器６６，６γを通すことによって線路２９，３０に
得られる。

同様にして、線路５１．５２を流れる信号から線路３１
，３２に、また線路５３，５４を流れる信号から線路３
３，３４にそれぞれの可変減衰量の制御信号を得る。

また可変減衰器１１４の減衰量を得るには線路３７．３
９を流れる信号の対と線路９４．９５を流れる信号の対
を複累乗算器９８で乗算して得られる２つの出力をそれ
ぞれ減衰器１２７，１２８積分器１３１，１３２を通し
て線路１１３および１１７に得る。

同様にして線路９６．９７を流れる信号から線路１０７
および１０８に減衰量を得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の判定帰還型自動等化器の概念図であり、
第２図はこの発明で用いる２次元ブリッジ型可変減衰器
の動作を説明するためのブロック図であり、第３図はこ
の発明の原理を示すベクトル図であり、第４図はこの発
明の実施例の全体を示すブロック図であり、第５図は実
施例に含まれる制御回路を示すブロック図であり、第６
図は上記制御回路に含まれる複累乗算器の動作を説明す
るためのブロック図である。 第４図において、３，４，５，６，１０３，１０４，１
０５，１０６は遅延素子、１ ３， １ ４，１５，１
１４，１１５はブリッジ型町変減衰器、２６，１２６は
位相回転器、１６，２１，８２，８５，１１６，１２１
は加算器、２７は送信データの推定器、２８は制御口路
である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 多相位相変調、多相多値変調を含む直交振巾変調に
   よるデータ伝送復調器において、２軸同期検波器の２つ
   のベースバンド出力信号を入力とする２系統の遅延線と
   複数個の２次元ブリッジ型可変減衰器を有するトランス
   バーサルフィルタと、そのトランスバーサルフィルタの
   ２つの出力の各各から後記２つの帰還信号の各々を減算
   する装置と、減算装置出力信号の位相関係を変化させて
   ２つの等化信号を得る位相回転器と、前記等化信号から
   送信データを推定する判定器と、２つの判定データを入
   力とする２系統の遅延線と複数個の２次元ブリッジ型町
   変減衰器を有するトランスバーサルフィルタと、そのト
   ランスバーサルフィルタの２つの出力信号の位相関係を
   変化させて前記２つの帰還信号を得る位相回転器と、前
   記２つの位相回転器において回転されるべき位相を検出
   する手段と、前記のすべての２次元ブリッジ型可変減衰
   器に記憶されている各減衰量をほぼ最適な値に設定する
   手段とを備え、符号間干渉を除去すると共に伝送媒体で
   生する位相変動を吸収することを特徴とするデータ伝送
   復調器。