JPH05299976A - 自動等化器 - Google Patents

自動等化器

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JPH05299976A
JPH05299976A JP4104659A JP10465992A JPH05299976A JP H05299976 A JPH05299976 A JP H05299976A JP 4104659 A JP4104659 A JP 4104659A JP 10465992 A JP10465992 A JP 10465992A JP H05299976 A JPH05299976 A JP H05299976A
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JP
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coefficient
signal
output signal
error
gain
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JP4104659A
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Yoshiaki Tanaka
良紀 田中
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Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03031—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception using only passive components

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、自動等化器に関し、伝送情報で変
調された受信信号に基づいて安定に初期引き込み制御を
行うことができることを目的とする。 【構成】 受信信号に整数ｎの昇順に含まれるシンボル
Ｘn に応じたN+1 個のタップの並列出力信号に、整数ｉ
に対してＣi (n)で示される係数の重みを付けた総和を出
力信号Ｙn とするトランスバーサルフィルタ１１と、信
号空間上で出力信号Ｙn に利得係数ｇ(n) を乗じた等化
出力信号に最も近い信号点を求め、これに対する等化出
力信号の誤差Ｅn を得る誤差検出手段１３と、出力信号
Ｙn+1 に、誤差の共役複素数Ｅn *およびスカラー係数γ
に対しｇ(n+1)＝ｇ(n)＋γＥn *Ｙnの漸化式で示す利得
係数を乗じて等化出力信号を得る利得制御手段１５と、
スカラー係数αに対してＣi (n+1)＝Ｃi (n)＋αＥn *Ｘ
n-i-(N/2) の漸化式により係数を可変設定し、周波数歪
みを補償する係数制御手段１７とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル伝送を行う
通信システムにおいて、伝送路歪みを伝送路の伝送特性
に適応させて補償する自動等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】アナログの伝送路を介してディジタルの
伝送情報を伝送する通信システムでは、送信端と受信端
とに、それぞれ上述した伝送情報と伝送路との整合をは
かるためにモデムが設けられる。このようにして送信端
に設けられたモデムは伝送情報の送信開始に先行してト
レーニング信号を送出し、対向する受信端のモデムは受
信されたトレーニング信号に基づいてキャリアや受信タ
イミングの再生（同期確立）および伝送路特性に適応し
た自動等化器の調整その他の一連の初期引き込み制御を
行う。
【０００３】図３は、従来の自動等化器の構成例を示す
図である。図において、受信信号はトランスバーサルフ
ィルタ３１を介して後段の伝送情報処理部および乗算器
３２の一方の入力に接続される。乗算器３２の出力は判
定器３３の入力および減算器３４の一方の入力に接続さ
れる。減算器３４の出力は、適応型の搬送波位相制御部
（ＣＡＰＣ(Carrier Adaptive Phase Controller))３５
の入力および乗算器３６の一方の入力に接続される。搬
送波位相制御部３５の一方の出力は乗算器３２の他方の
入力に接続される。搬送波位相制御部３５の他方の出力
は乗算器３６の他方の入力に接続され、その出力はトラ
ンスバーサルフィルタ３１のフィードバック入力に接続
される。
【０００４】トランスバーサルフィルタ３１では、受信
信号が縦続接続された遅延素子（Ｄ）３７1 〜３７N に
接続され、これらの遅延素子の入出力端に設定された複
数のタップはそれぞれ乗算器３８1 〜３８N+1 を介して
加算器（Σ）３９の入力に接続される。加算器３９の出
力は、上述した伝送情報処理部および乗算器３２の一方
の入力に接続される。
【０００５】このような構成の自動等化器では、整数ｎ
の添え番号の昇順に直列に与えられる受信信号Ｘn に応
じたトランスバーサルフィルタ３１の出力信号をＹn で
示すと、乗算器３２は搬送波位相制御部３５によって検
出された搬送波の位相誤差情報（＝ exp(jθ))に応じて
出力信号Ｙn の位相をθラジアンシフトさせた回転信号
を出力する。判定器３３は、受信信号Ｘn の変調方式に
応じた信号空間上の全ての判定点（信号点）の内、上述
した回転信号との距離が最も近い判定点を示す判定信号
Ｚn を出力する。
【０００６】減算器３４はこのような判定信号Ｚn を基
準とした回転信号の誤差を示す誤差信号を出力する。乗
算器３６は、搬送波位相制御部３５から出力される逆相
の位相誤差情報（＝exp(−jθ)) に応じて上述した誤差
信号の位相を−θラジアンシフトさせる。すなわち、乗
算器３６は、上述したように乗算器３２を介して信号Ｙ
n に与えられた移相分を相殺して判定誤差信号Ｅn を出
力する。
【０００７】トランスバーサルフィルタ３１では、判定
誤差信号Ｅn に応じて係数Ｃ(-N/2)〜Ｃ(N/2) の値を可
変することにより、伝送路の伝送特性に応じて受信信号
Ｘnに伴う振幅歪みと位相歪みと並行して補償する。
【０００８】ところで、このような自動等化器を用いた
モデムは、上述した初期引き込み制御が完了して伝送情
報を受信しているときに、何らかの原因で等化特性が伝
送路特性に対して大きくシフトする発散状態に陥った場
合には、所定の通信手順にしたがって対向するモデムに
トレーニング信号の再送を要求し、その要求に応じて受
信されたトレーニング信号に基づいて上述した初期引き
込み制御を再び行う方法が一般に用いられる。
【０００９】しかし、例えば、図４に示すように、マス
タ局４１と、これに接続された単一の伝送路上に並列に
配置された複数のスレーブ局４２1 〜４２M とから構成
されるマルチポイント通信方式の各スレーブ局では、こ
のような自動等化器は、上述した発散状態が生起する度
に初期引き込み制御を再試行しなければならず、その再
試行では全てのスレーブ局に共有の伝送路を介してトレ
ーニング信号その他の信号を送受するためにシステム全
体の伝送効率が低下する。
【００１０】したがって、従来の自動等化器では、この
ような初期引き込み制御の再試行に伴う伝送効率の低下
を回避するために、トレーニング信号に代えて伝送情報
で変調された受信信号に基づいて初期引き込み制御を行
っていた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の自動等化器では、上述した判定信号Ｚn は、受信
信号の変調方式に対応した信号空間上の判定点が少ない
場合には、各判定点間の距離が大きいために伝送情報で
変調された受信信号から高い確度で得られた。
【００１２】しかし、例えば、伝送速度が14.4kbpsの高
速ディジタル変調方式を用いた場合には、判定点の数が
「128」 と大きくなってこれらの判定点間の距離が小さ
くなるために判定信号Ｚn の確度が低下する。したがっ
て、トランスバーサルフィルタ３１における係数の設定
基準となる判定誤差信号Ｅn の確度も低下するために、
初期引き込み制御が不安定となったり困難となる場合が
あった。
【００１３】本発明は、伝送情報で変調された受信信号
に基づいて安定に初期引き込み制御を行うことができる
自動等化器を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。本発明は、Ｎ＋１個のタップを有する
遅延手段を含み、伝送路を介して与えられる信号にその
信号の変調方式に基づいて整数ｎの値の昇順に含まれる
シンボルＸn に応じてＮ＋１個のタップに並列に得られ
る各信号に、外部から可変設定され、かつ整数ｉ(−(N/
2)≦ｉ≦(N/2))に対してＣi (n)で示される係数の重みを
付けた値の総和を出力信号Ｙn として送出するトランス
バーサルフィルタ１１と、変調方式に対応した信号空間
上で出力信号Ｙn にスカラーの利得係数ｇ(n) を乗算し
た等化出力信号に最も近い信号点を求め、その信号点に
対する等化出力信号の誤差Ｅn を求める誤差検出手段１
３と、後続の出力信号Ｙn+1 に、誤差Ｅn の共役複素数
Ｅn *およびスカラー係数γに対してｇ(n+1)＝ｇ(n)＋γ
Ｅn *Ｙn の漸化式で与えられるスカラーの利得係数を乗
算して等化出力信号を得る利得制御手段１５と、共役複
素数Ｅn *およびスカラー係数αに応じて、Ｃi (n+1)＝Ｃ
i (n)＋αＥn *Ｘn-i-(N/2) の漸化式に基づいて係数を可
変設定し、トランスバーサルフィルタ１１を介して伝送
路の伝送特性に応じた周波数歪みを補償する係数制御手
段１７とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
【作用】本発明では、利得制御手段１５がトランスバー
サルフィルタ１１の出力信号Ｙ n+1 に乗算する利得係数
を与えるｇ(n+1)＝ｇ(n)＋γＥn *Ｙn の漸化式について
は、右辺の第二項が、先行する出力信号Ｙn に対して同
様にして算出された等化出力信号ｇ(n)Ｙnと、その出力
信号に応じて誤差検出手段１３が求めた信号点との間の
２乗誤差を与える利得係数ｇ(n) の２次式をその利得係
数で微分して得られる微係数の実部２Ｅn *Ｙn に、スカ
ラー係数γを乗じた値である。したがって、利得制御手
段１５は、出力信号Ｙn に伝送路の伝送特性に応じた２
乗誤差の振幅成分をスカラー係数γの値に応じた速度で
最小の値に収束させながら等化出力信号を生成する。
【００１６】また、このような等化出力信号に応じて誤
差検出手段１３が出力する誤差Ｅnに応じて、係数制御
手段１７が可変設定するトランスバーサルフィルタ１１
の係数を与えるＣi (n+1)＝Ｃi (n)＋αＥn *Ｘn-i-(N/2)
の漸化式については、右辺の第二項が、先行する出力信
号Ｙn とその信号に応じて誤差検出手段１３が求めた信
号点との間の２乗誤差を与える係数Ｃi (n)の２次式をそ
の係数について微分して得られる微係数２Ｅn *Ｘn-i に
スカラー係数αを乗じた値である。したがって、トラン
スバーサルフィルタ１１では、シンボルＸn の如何にか
かわらずスカラー係数αに応じた速度で上述した２乗誤
差を最小値に収束させながら利得制御手段１５に出力信
号を与える。
【００１７】すなわち、利得制御手段１５および係数制
御手段１７は、それぞれ伝送路特性に応じた周波数歪み
および振幅歪みを個別に補償するので、従来例のように
これらの歪みの補償をトランスバーサルフィルタの係数
の可変制御に応じて並行して行う方式に比べて、これら
の各手段における目的制御の動作が簡略化されるので、
伝送情報で変調された信号に含まれるシンボル列に基づ
いて安定に初期引き込み制御動作を行うことができる。
【００１８】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図２は、本発明の一実施例を示す図
である。
【００１９】図において、図３に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。本実施例と図３に示
す従来例との相違点は、トランスバーサルフィルタ３１
に代えて、遅延素子、乗算器および加算器からなる主要
部の構成が係数の設定方法を除いて同じトランスバーサ
ルフィルタ２１を備え、その出力と乗算器３２の一方の
入力との間に利得制御部２２を配置し、利得制御部２２
のフィードバック入力に乗算器３６の出力を接続した点
にある。
【００２０】利得制御部２２では、トランスバーサルフ
ィルタ２１の出力が乗算器２３の一方の入力および利得
制御回路２４の一方の入力に接続され、乗算器２３の出
力は乗算器３２の一方の入力に接続される。乗算器３６
の出力は利得制御回路２４の他方の入力に接続され、そ
の出力は乗算器２３の他方の入力に接続される。
【００２１】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、トランスバーサルフィルタ２１
はトランスバーサルフィルタ１１および係数制御手段１
７に対応し、利得制御部２２は利得制御手段１５に対応
し、乗算器３２、３６、判定器３３、減算器３４および
搬送波位相制御部３５は誤差検出手段１３に対応する。
【００２２】以下、本実施例の動作を説明する。トラン
スバーサルフィルタ２１はＮ＋１個のタップを有し、そ
のトランスバーサルフィルタの出力信号Ｙn は、そのフ
ィルタ内部で整数ｉ(＝−(N/2)〜(N/2))の値の昇順に配
置された各乗算器（タップ）の係数Ｃi (n)および受信信
号Ｘn に応じて
【００２３】
【数１】
【００２４】の式で与えられる。また、この出力信号に
応じて乗算器３６の出力に得られる判定誤差信号Ｅn の
２乗値で定義される２乗誤差Ｄは、判定器３３の出力に
得られる判定信号Ｚn に応じて
【００２５】
【数２】
【００２６】の式で与えられるが、この式は、上式を
代入すると、
【００２７】
【数３】
【００２８】と変形される。このように２乗誤差Ｄは係
数Ｃi (n)の二次式で与えられるので、その値は
【００２９】
【数４】
【００３０】の式で与えられる微係数が「０」となる点
で最小値となる。ここに、「＊」は、複素共役を示す。
すなわち、係数Ｃi (n)の値については、受信信号Ｘn の
如何にかかわらず２乗誤差Ｄの値をその最小値に収束さ
せるためには、後続の受信信号に順次施すべき等化処理
では、
【００３１】
【数５】
【００３２】の漸化式に示すように、先行して用いられ
た係数Ｃi (n)から上式の値にスカラー係数Ｋを乗算し
た値を減算した値を用いればよい。ここに、αは、上述
した収束の速度を決定するスカラー係数である。
【００３３】したがって、トランスバーサルフィルタ２
１では、「０」の整数ｉに対応するセンタタップに設け
られた乗算器には、
【００３４】
【数６】
【００３５】の漸化式で示されるように上式の右辺の
絶対値で正規化された係数を設定し、かつその他のタッ
プに設けられた乗算器には Ｃ0 (n+1)＝（Ｃ0 (n)＋αＥn *Ｘn-i ） （ｉ≠０） … の漸化式で与えられる係数を設定し、さらに、これらの
係数の初期値として Ｃ0 (0)＝ａ＋0j Ｃi (0)＝0.0 の式で与えられる値を用いる。ここに、トランスバーサ
ルフィルタ２１では、上述したようにセンタタップの係
数Ｃ0 (n+1)のみが正規化された値に設定されているが、
その他のタップの係数については、上述した漸化式に
基づく収束アルゴリズムにより反復設定を行うことによ
り、上述したセンタタップの係数に応じた相対的な値へ
収束する。
【００３６】一方、利得制御部２２の出力信号の判定信
号Ｚn に対する誤差の２乗値で定義される２乗誤差ｄ
は、出力信号Ｙn に乗算器２３が乗ずるスカラーのゲイ
ン係数をｇ(n) で示すと、
【００３７】
【数７】
【００３８】の式に示すようにゲイン係数ｇ(n) の二次
式で与えられるので、その値は
【００３９】
【数８】
【００４０】の式で与えられる微係数が「０」となる点
で最小値となる。すなわち、ゲイン係数ｇ(n) について
は、出力信号Ｙn の値の如何にかかわらず収束２乗誤差
ｄをその最小値に収束させるためには、後続の受信信号
に順次施すべき等化処理では、先行して用いられたゲイ
ン係数から上式の値に一定の係数ｋを乗算した値を用
いればよい。
【００４１】したがって、利得制御回路２４は、出力信
号Ｙn と判定信号Ｚn との間の誤差Ｅn を乗算器３６か
ら取り込んで、その値に基づき
【００４２】
【数９】
【００４３】の漸化式で与えられるアルゴリズムに基づ
いてゲイン係数ｇ(n) を設定し、かつその初期値ｇ(0)
として、「０」を用いる。ここに、γは、上述した収束
の速度を決定する係数であるが、初期引き込み制御の段
階では、ゲイン係数が変動することによるトランスバー
サルフィルタ２１の係数の制御誤りを防止するために、
係数γの値を小さな値に設定する。
【００４４】このように本実施例によれば、トランスバ
ーサルフィルタ２１の出力信号に含まれる伝送歪みの
内、振幅成分については利得制御部２２がＬＭＳ(Least
MeanSquare )法に基づいて最小値への収束処理を行
い、位相（周波数）成分についてはトランスバーサルフ
ィルタ２１が同様にＬＭＳ法に基づいて係数を可変設定
することにより最小値への収束処理を行う。すなわち、
初期引き込み制御および伝送特性に適応した等化処理を
行うために、利得制御部２２とトランスバーサルフィル
タとが行う個々の目的値制御の処理は、その処理の目的
値が単一となるために単純化され、かつ応答性が高めら
れる。
【００４５】したがって、本実施例では、通信中に発散
状態に陥っても伝送情報で変調された受信信号に基づき
従来例より安定かつ速やかに初期引き込み制御を行うこ
とができ、かつ変調方式に対応した信号空間上の信号配
列や伝送速度に応じて異なる判定出力Ｚn の精度に対し
て等化特性の安定化がはかられる。
【００４６】なお、本実施例では、スカラー係数αにつ
いては、トランスバーサルフィルタ２１の係数の設定時
に所望の精度や速度が得られるならば、例えば、一定の
定数を用いたり、収束制御の過程において何らかの判断
基準の下に適宜切り替えて設定してもよい。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、等化処理
を行うトランスバーサルフィルタの出力信号に、その信
号の周波数領域と振幅領域とにおける誤差分の２乗値に
ＬＭＳ(Least Mean Square )法を個別に適用して最小値
への収束処理行うことにより、伝送特性に適応した等化
処理を行う。
【００４８】すなわち、トランスバーサルフィルタで
は、各タップに設定すべき係数の可変制御は上述した周
波数領域のみに着目して行えばよいので、振幅領域につ
いての適応制御も上述した係数を可変することによって
行っていた従来例に比べて目的値制御の処理が単純化さ
れ、かつ受信信号の判定誤りによる誤り制御の影響を受
け難くなって伝送情報によって変調された受信信号によ
る初期引き込み制御が安定かつ高速に行われる。
【００４９】したがって、本発明を適用したマルチポイ
ント通信方式では、信頼性および性能が高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の一実施例を示す図である。
【図３】従来の自動等化器の構成例を示す図である。
【図４】マルチポイント通信方式の構成を示す図であ
る。
【符号の説明】
１１，２１，３１ トランスバーサルフィルタ １３ 誤差検出手段 １５ 利得制御手段 １７ 係数制御手段 ２２ 利得制御部 ２３，３２，３６，３８ 乗算器 ２４ 利得制御回路 ３３ 判定器 ３４ 減算器 ３５ 搬送波位相制御部（ＣＡＰＣ） ３７ 遅延素子（Ｄ） ３９ 加算器 ４１ マスタ局 ４２ スレーブ局

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 Ｎ＋１個のタップを有する遅延手段を含
    み、伝送路を介して与えられる信号にその信号の変調方
    式に基づいて整数ｎの値の昇順に含まれるシンボルＸn
    に応じて前記Ｎ＋１個のタップに並列に得られる各信号
    に、外部から可変設定され、かつ整数ｉ(−(N/2)≦ｉ≦
    (N/2))に対してＣi (n)で示される係数の重みを付けた値
    の総和を出力信号Ｙn として送出するトランスバーサル
    フィルタ（１１）と、 前記変調方式に対応した信号空間上で前記出力信号Ｙn
    にスカラーの利得係数ｇ(n) を乗算した等化出力信号に
    最も近い信号点を求め、その信号点に対する前記等化出
    力信号の誤差Ｅn を求める誤差検出手段（１３）と、 後続の出力信号Ｙn+1 に、前記誤差Ｅn の共役複素数Ｅ
    n *およびスカラー係数γに対してｇ(n+1)＝ｇ(n)＋γＥ
    n *Ｙn の漸化式で与えられるスカラーの利得係数を乗算
    して前記等化出力信号を得る利得制御手段（１５）と、 前記共役複素数Ｅn *およびスカラー係数αに応じて、Ｃ
    i (n+1) ＝Ｃi (n) ＋αＥn *Ｘn-i-(N/2) の漸化式に基づ
    いて前記係数を可変設定し、前記トランスバーサルフィ
    ルタ（１１）を介して前記伝送路の伝送特性に応じた周
    波数歪みを補償する係数制御手段（１７）とを備えたこ
    とを特徴とする自動等化器。
JP4104659A 1992-04-23 1992-04-23 自動等化器 Pending JPH05299976A (ja)

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JP4104659A JPH05299976A (ja) 1992-04-23 1992-04-23 自動等化器
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