JPH0421235A - 多相位相変調波の復調用遅延検波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は移動体通信のようにＰＳＫ信号を用いる時分割
多重アクセス通信（ＴＤＭＡ）方式におけるバースト状
位相変調波の復調時の遅延検波装置に関する。

「従来の技術」 位相変調によってデジタル変調された信号の復調時にお
ける検波方法の一つに、位相検波に必要な基準位相信号
として１タイムスロツト前の信号を用いた遅延検波方式
が従来がら仰られている。

一般にデジタルデータの伝送には、位相変調即ちＰｈａ
ｓｅ　Ｓ　ｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ　（Ｐ　Ｓ　Ｋ　）が
多用されているが、特に移動体通信の如ぐ暫々遭遇する
フェージング現象の大きい事例では、その通信・伝送路
に差動位相変調波をオリ用し、Δ延検波によって復調す
るのが位相変動に強くしかも誤ワ率特性が長刀は変調器
側の符号変換の逆変換と、並置列変換後の情報であり、
遅延回路１０７が受信変調波入力を１工レメント時間長
だけ遅延し、この遅延時間はキャリア信号の繰返し周期
の整数倍になっている。またＬＰＦの１１１，１１２は
乗算器１０９゜１１０によって乗算された信号中のキャ
リア成分と和成分とを除去するとともに、所要膏域外の
雑音をも除去している。

「発明が解決しようとする問題点」 従って前記第２図の従来技術では、キャリア再生を用い
なくて済み、受信信号の位相変動が激しい場合の復調用
位相検波器として好適であるので、誤り訂正の一手段と
して受信電界強度をボー毎に観測することによって、そ
の一定値のときに得られた受信データにイレーズの判定
を依存しているため、前記の７エージングが大きい場合
、受信信号の位相がボー間隔程度の短期間内といえども
大きく変動していれば、従来の遅延検波器を用いただけ
では、位相変動によるデータ判定上の誤り障害を解消で
きず、電界強度に依存する判定では位相変動のみが生じ
ている限り正確を期し難い。

また上記キャリア波の再生を要しないことが回路構成を
単純且つ小規模にでき、応答速度を考慮せずに済む利点
がある反面、キャリア周波数のずれが位相検波用の遅延
ローカル信号の位相ずれとなつ、復調信号のアイパター
ンを閉じる原因を包蔵しており、誤り軍籍性を左右する
ような問題がある。

「問題点を解決するための手段」 かぐして本発明は、前記従来の欠点或は障害を払拭する
とともに、各バースト毎のキャリア周波数のずれによる
影響を目動的に補正し、伝送品質の向上をはかることが
できる遅延検波装置を得るにあり、ＱＰＳＫ信号を入力
とする遅延検波器の出力の直交成分に対し、アイパター
ンが夫夫最大に開く位置で１シンボル間隔で２つのＡ／
Ｄ変換器によってデジタル値に変換してこの出力をベク
トルとみなして、ベクトル乗算器によりベクトル回転さ
せ、ベクトル乗算器の出力を各成分毎に受傷データを再
生するためのｔｈｌｉｌｌ［判定回路とを備え、ベクト
ル乗算出力の各成分と再生された受信データとから上記
のベクトル乗算器の係数を制御する係数制御回路の出力
が上記ベクトル乗算器の次のデータに対する乗算係数と
なるように構成したものである。

以下に第１図乃至第７図により本発明の一実施例につい
て詳説する。

「実施例」 第１図において１００は第２図に詳記した構成の遅延検
波器、１０１，１０２はＡ／Ｄ変換器、１０３は乗算器
１１，１２，１３，１４及び加算器２１．２２よりなる
ベクトル乗算器、１０４，１０５は閾値判定回路、１０
６は係数制御回路である。

第２図の遅延検波器１００は遅延回路１０７．９０度移
相器１０８アナログ乗算器１０９，１１０及びローパス
φフィルタ１１１，１１２とからなり、今、入力信号Ｓ
を（１）式のように表わ丁と、５＝Ｓｉｎ（ωｃｔ＋ψ
ｎ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１
）ωＣ＝２πｆｃ（，°ｆｃはキャリア周波数）ψｎは
ＱＰ８にであるからＱ＋　π／　Ｌ　ｆ、　３ｇ／　２
　　である。

遅延検波器の出力をＩ、Ｑ、遅延量をＴとすると、 Ｉ＝Ｓｉｎ（ωｃＴ＋ψｎ−φｎ−１）・・・・・・・
・・（２）Ｑ＝Ｃｏｓ　（ωｃＴ＋ψｎ−ψｎ　−１）
−・・−・・−・（３）となり、Ｔはｌシンボル間隔近
く選ばれ、ωｃＴをπ／４とするような遅延量を調整す
ることによって第３図のように、前データと現データと
の差がＩ。

Ｑ軸夫夫に写像され、この値を、原点を閾値として正な
らば１．負ならばＯに判定する。

このとき、キャリア周波数にずれがあれば第４図のよう
にずれ相当の回転した各値がＩ、Ｑ軸夫夫に写像される
こととなり、結局アイパターンが閉じてしまうため閾値
判定の際に誤りを起し易くなる。

そこで本発明はキャリア周波数のずれに基いて回転した
Ｉ、Ｑ軸を元に戻すために遅延検波器の出力を閾値判定
時のタイミングつまりアイパターンの開きが最大になる
時点で、１シンボル毎にＡ／Ｌ）変換し、その値に対し
てベクトル演算を施してキャリア周波数のずれ分相当を
逆回転して補正するものである。

今、キャリア周波数のずれΔｆについて遅延検波器出力
の各直交成分の位相θは、 θ＝＝ｚｙｒ（ｆｃ＋Δｆ）Ｔ＋ψｎ−ψｎ−１・山・
・（４）であるから、キャリア周波数のずれにょるＩ、
　Ｑ軸の回転量は２πΔｆＴとなる。

上記回転量を打消すぺ〈ベクトル乗算器によってこの回
転と逆にＩ、Ｑ軸を回転させればよい。

即ち次のような行列の係数を上記遅延検波器の出力に乗
ずればよいことになる。

ここにΔθは前記２πΔｆＴを打消丁回転量である。

上記係数制御回路の一実施例を第６図により説明する。

係数制御回路１０６には第１図のベクトル乗算器出力Ｌ
−Ｑａと閾値判定回路１０４，１０５の出方”ｔ　、Ｑ
２が入力される。上記”＋　ｔ　Ｑ？！は夫夫絶対値を
とり片側をマイナスとして加算器に入力される。

第５図は第６図中の信号ａ、　ｂ、　ｃの波形とθとの
関係を表わしたグラフで、加算器１１６の出力Ｃの値が
Ｏになったときアイパターンが最大に開く。

ところが領域Ｉ、ＩＩＩとＩＩ、　ＩＶでは夫夫極性が
逆になっている。そこで’ｓ、Ｑｚの信号からθの値が
■及び■の領域にあれば、極性反転回路１１３によって
上記加算器の出力ｅの極性を反転させる。

従って上記極性反転回路の出力ｄは領域■がら■までで
は第７図のようになって、とのｄの値が０になるように
前記ベクトル乗算器の係数を制御すればよい。換言すれ
ば回転量Δθに対してｄの値が正であればΔθを減じ、
負のときにはΔθを増加させる。

上記Δθの増減量はｄの値から算出されるが、通常ＲＯ
Ｍ１１４等によってｄの値をアドレスとしてその特性を
記憶させておくことによって蘭単に求められる。

次に補正されたΔθをＣｏｓΔθ、’　ＳｉｎΔθ、　
−３ｉｎΔθに変換して次サンプルに対する係数値とす
ればよく、この変換にも例えばＲＯＭ　１１５を用いて
簡単に実現できる。

上記係数制御回路１０６のループは、２πΔｆＴ＝−Δ
θになるように働らくことになり、常にキャリア周波数
のずれが０になるように制御しているので、バースト毎
のキャリア周波数のずれの影響を十分に小ならしめるこ
とが可能になるのである。

本発明は変調位相数が２０相であるときには、復調後Ｋ
１組の直交成分を用いて前記同様に操作し、同一の効果
を得ることができる。

「効　果」 かくて本発明によれば簡易な回路構成ながら遅延検波後
の信号に対してベクトル演算し、そのベクトル乗算器の
係数をベクトル演算後の出力データと閾値判定後のデー
タとを用いて制御しているので、キャリア周波数のずれ
による影響が自動的に補正され、例えキャリア周波数に
変動が生じても自動的に追従して復調信号レベルの安定
化に貢献し、伝送品質の向上に資するところ大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は不発明に係る多相位相変調波の復調用遅延検波
装置の一実施例の回路構成図、第２図は本発明に用いる
遅延検波器の回路構成例、第３図、第４図は夫夫遅延検
波器以後の信号点配置図、第５図、第７図は夫夫第１図
の動作を説明するための波形グラフ、第６図は係数制御
回路の一実施例の回路構成図である。 １００−１ｍ検波器、１０１，１０２−Ａ／Ｄ変換器、
１０３・・−ベクトル乗算器、 １０４．１０５・・・閾値判定回路、 １０６・・・係数制御回路、 １、　Ｑ・・・遅延検波器出方。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 多相ＰＳＫ信号を用いた多重アクセス時分割通信の位相
   変調波の復調用遅延検波装置において、多相ＰＳＫ信号
   を直交検波するための遅延検波器と、該遅延検波器出力
   の直交成分を各各デジタル値に変換するためのＡ／Ｄ変
   換器と、該Ａ／Ｄ変換器の各出力をベクトルとみなして
   ベクトル演算するベクトル乗算器と、該ベクトル乗算器
   の出力を閾値判定するための閾値判定回路と、上記ベク
   トル乗算器の出力と上記閾値判定回路の出力とにより上
   記ベクトル乗算器の係数を制御するための係数制御回路
   とを備えてなることを特徴とする多相位相変調波の復調
   用遅延検波装置。