JPS583434A - ステレオ復調回路 - Google Patents
ステレオ復調回路Info
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- JPS583434A JPS583434A JP10172981A JP10172981A JPS583434A JP S583434 A JPS583434 A JP S583434A JP 10172981 A JP10172981 A JP 10172981A JP 10172981 A JP10172981 A JP 10172981A JP S583434 A JPS583434 A JP S583434A
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- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
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- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、クロストーク成分を減少させ工２．９鋪１
度を向上させた、ステレオ復調回路に係わり、特にコン
ポジット信号に設定された直流成分を持ち、す、プキャ
リア・周波数に同期した矩形波信号を乗算、して、要請
動作を、行なうようにしたステーす復調回路に関する。
度を向上させた、ステレオ復調回路に係わり、特にコン
ポジット信号に設定された直流成分を持ち、す、プキャ
リア・周波数に同期した矩形波信号を乗算、して、要請
動作を、行なうようにしたステーす復調回路に関する。
−−１
従来、ＳＣ方式（Ｆ）ＭＰＸＩＩＩＩＱ路にお＆％Ｔは
、コンポジット信号を３８ＫＨｚ−のサブキャリアでス
イッチングしこれにより同期復調を行なうように構成さ
れていり。
、コンポジット信号を３８ＫＨｚ−のサブキャリアでス
イッチングしこれにより同期復調を行なうように構成さ
れていり。
この場合コンポジット信号Ｅｌ （パイロット信号を
除く）を、 Ｆ、 ｌ −（Ｌ＋Ｒ） ＋ （Ｌ−Ｒ） Ｓｉｎ ω
ｃ、ｔ（ω０：サプキャリア周波数） として表すとともに、スイッチング信号３（ｔ）として
使用される方形波を１，１ ｓ（ｔ ）７１／２±（？／π）中ωＯｔ。
除く）を、 Ｆ、 ｌ −（Ｌ＋Ｒ） ＋ （Ｌ−Ｒ） Ｓｉｎ ω
ｃ、ｔ（ω０：サプキャリア周波数） として表すとともに、スイッチング信号３（ｔ）として
使用される方形波を１，１ ｓ（ｔ ）７１／２±（？／π）中ωＯｔ。
土、（２／３ ｙｔ ） ｓｉｎ ３ωｃｔ±・・・と
して表すと、これらの乗算結果Ｅ１ ・ ３（１）
に含まれるオーディオ成分は、例えば ＬＯ酸成分おい
ては、 Ｌｏ −（１／２＋１／π）し ＋ （１／２−１／π）Ｒ となり、（１／２−１／π）Ｒなるクロストーク成分が
生ずる。この結果、原理上の最大分離度は１３ｄＢに過
ぎないという問題があった。
して表すと、これらの乗算結果Ｅ１ ・ ３（１）
に含まれるオーディオ成分は、例えば ＬＯ酸成分おい
ては、 Ｌｏ −（１／２＋１／π）し ＋ （１／２−１／π）Ｒ となり、（１／２−１／π）Ｒなるクロストーク成分が
生ずる。この結果、原理上の最大分離度は１３ｄＢに過
ぎないという問題があった。
この発明は、・上記の問題を解決するためになされたも
ので、その目的とするところは、この種のステレオ復調
回路におけるクロストーク成分を減少させ、分離度を向
上させることにある。
ので、その目的とするところは、この種のステレオ復調
回路におけるクロストーク成分を減少させ、分離度を向
上させることにある。
この発明は、上記の目的を達成するために、コンポジッ
ト信号に設定された直流成分を持ちサブキャリア周波数
に同期した矩形波信号を乗算し、これにより慣■動作を
行なうようにしたことを特徴とするものである。
ト信号に設定された直流成分を持ちサブキャリア周波数
に同期した矩形波信号を乗算し、これにより慣■動作を
行なうようにしたことを特徴とするものである。
以下に、この発明を、幾つかの実部例に従って詳細に説
明する。
明する。
まず、この発明に係わるステレオ復調ＷＡＩｌを説明す
る。この発明に係わるステレオ復調原理は、第１図に示
す如く、入力端子ＩＮに供給されるコンポジット信号Ｅ
１に、Ｌ系統のコンポジット信号については（１＋２ｓ
ｌｎωａｔ＞なる周波数成分を有する乗数信号を乗算し
て出力端子しに導出し、他方Ｒ系統のコンポジット信号
については（１−２ｓｉｎωｃｔ）なる周波数成分を有
する乗数信号を乗算して、出力端子Ｒに導出させるよう
に構成したものである。なお、ここでω０はサブキャリ
アの周波数である３８ＫＨｚを示す。
る。この発明に係わるステレオ復調原理は、第１図に示
す如く、入力端子ＩＮに供給されるコンポジット信号Ｅ
１に、Ｌ系統のコンポジット信号については（１＋２ｓ
ｌｎωａｔ＞なる周波数成分を有する乗数信号を乗算し
て出力端子しに導出し、他方Ｒ系統のコンポジット信号
については（１−２ｓｉｎωｃｔ）なる周波数成分を有
する乗数信号を乗算して、出力端子Ｒに導出させるよう
に構成したものである。なお、ここでω０はサブキャリ
アの周波数である３８ＫＨｚを示す。
、ここで、出力端子りに導出される復調信号をｆＬ （
ｔ ）とすれば、 ｆＬ （ｔ ） −Ｅｌ （１＋２ｓｉｎ ωｃｔ）
となる。
ｔ ）とすれば、 ｆＬ （ｔ ） −Ｅｌ （１＋２ｓｉｎ ωｃｔ）
となる。
また、コンポジット信号Ｅ１の値は、
Ｅｌ −Ｌ＋Ｒ＋ （Ｌ−Ｒ）ｓｉｎ ωｃｔとして表
される。
される。
従って、前述のｆＬ（ｔ）は、
ｆＬ （ｔ ） −（Ｌ＋Ｒ＋ （Ｌ−Ｒ） ｓｌｎ
ωａｔ−）ｘ（１＋２ｓｌｎωｃｔ） −Ｌ （２＋３ｓｌｎ ωａｔ−ｃｏｓ ２ωｃｔ）
＋Ｒ（ｓｌｎωｃｔ＋ｃｏｓ ２ωａｔ） となり、これよりオーディオ成分をＬＰＦを用いて取り
出せば、 ｆＬ（ｔ）−２１となり右側系統からのクロストークが
完全に除去されることが証明される。
ωａｔ−）ｘ（１＋２ｓｌｎωｃｔ） −Ｌ （２＋３ｓｌｎ ωａｔ−ｃｏｓ ２ωｃｔ）
＋Ｒ（ｓｌｎωｃｔ＋ｃｏｓ ２ωａｔ） となり、これよりオーディオ成分をＬＰＦを用いて取り
出せば、 ｆＬ（ｔ）−２１となり右側系統からのクロストークが
完全に除去されることが証明される。
同様にして、コンポジット信＠Ｅ１に対して、（１−２
ｓｉｎ ωａｔ）を乗算すれば、ｆ Ｒ（’ｔ ＞ ＝
（Ｌ＋Ｒ（Ｌ−Ｒ） ｓｉｎ ｏＤｃｔ） ｘ（１−
２８１ｎ ωａｔ） −Ｌ （ｃｏｓ ２ωｃｔ−ｓｉｎ ωｃｔ）
＋Ｒ（２−３ｓｉｎωａｔ−ｃｏｓ２ωＣｔ’） となり、これよりオーディオ信号をＬＰＦを用いて取り
出せば、 ｆ Ｒ（ｔ ）−２Ｒとなり、左側系統からのクロスト
ーク成分が完全に除去されることが証明される。
ｓｉｎ ωａｔ）を乗算すれば、ｆ Ｒ（’ｔ ＞ ＝
（Ｌ＋Ｒ（Ｌ−Ｒ） ｓｉｎ ｏＤｃｔ） ｘ（１−
２８１ｎ ωａｔ） −Ｌ （ｃｏｓ ２ωｃｔ−ｓｉｎ ωｃｔ）
＋Ｒ（２−３ｓｉｎωａｔ−ｃｏｓ２ωＣｔ’） となり、これよりオーディオ信号をＬＰＦを用いて取り
出せば、 ｆ Ｒ（ｔ ）−２Ｒとなり、左側系統からのクロスト
ーク成分が完全に除去されることが証明される。
次に、以上述べた各乗数信号（１＋７ｓｌｎωａｔ）、
（１−２ｓｌｎ ωｃｔ）を、コンポジット信＠Ｅ
１に対して乗算する具体的な方法を説明する。
（１−２ｓｌｎ ωｃｔ）を、コンポジット信＠Ｅ
１に対して乗算する具体的な方法を説明する。
第２図８に示す如く、プラス側レベルに２．マイナス側
レベルに１なる矩形波を、フーリエ級数で表すと、良く
知られたように、 ｆ （ｔ ）−（１／２）（
−に１＋に２）＋Σ（１／πｎ ）（Ｋ１＋に２） η；ｆ （１−ｃｏｓｎｘ ）ｓｉｎ ｎ ωｃｔとして表さ
れる。ここで、ｆ（ｔ’）が１＋２ｓｌｎ＊ｃｔ’（Ｆ
）’成分、有ｔｉｉ−あ、。、 ゛（２／π）（
Ｋ１＋に２）−−に１＋’に２仁なり、従って、 Ｋ１／に２−（π−２）／（π＋２）−０，２２ となる。そして、この場合、 ｆ（ｔ）−２・ （Ｋ２／（π十・２）） ・ （１十
２ｓｉｎ ωｃｔ＋ （２／３） ＳＩｎ’３ωｏｔ＋
−）−（１）となる。
レベルに１なる矩形波を、フーリエ級数で表すと、良く
知られたように、 ｆ （ｔ ）−（１／２）（
−に１＋に２）＋Σ（１／πｎ ）（Ｋ１＋に２） η；ｆ （１−ｃｏｓｎｘ ）ｓｉｎ ｎ ωｃｔとして表さ
れる。ここで、ｆ（ｔ’）が１＋２ｓｌｎ＊ｃｔ’（Ｆ
）’成分、有ｔｉｉ−あ、。、 ゛（２／π）（
Ｋ１＋に２）−−に１＋’に２仁なり、従って、 Ｋ１／に２−（π−２）／（π＋２）−０，２２ となる。そして、この場合、 ｆ（ｔ）−２・ （Ｋ２／（π十・２）） ・ （１十
２ｓｉｎ ωｃｔ＋ （２／３） ＳＩｎ’３ωｏｔ＋
−）−（１）となる。
同一にして、第２図ｂ゛に示す如く、上記波形と半周期
ずれた波形のフーリエ級数は、 Ｆ（ｔ→−２・（Ｋ２／（π＋２））・（１−２ｓｉｎ
ωｃｔ −（２／３ ） ｓｉｎ ３ωｃｔ−） ・
・−（２）従って、乗ｗａ路に対して、乗数信号として
第２図（ａ’）、（ｂ）のごとき矩形波を乗算し、乗算
結果からオーディオ成分を取り出せば、前述の復調原理
で説明したように、’Ｅ ｉ （１’＋ ２８ｉｎω
Ｃｔ） 、’ Ｅ Ｉ （１−２ｓｉｎ ωｃｔ）−
なる復調出力ヲ得ることができるのである。
ずれた波形のフーリエ級数は、 Ｆ（ｔ→−２・（Ｋ２／（π＋２））・（１−２ｓｉｎ
ωｃｔ −（２／３ ） ｓｉｎ ３ωｃｔ−） ・
・−（２）従って、乗ｗａ路に対して、乗数信号として
第２図（ａ’）、（ｂ）のごとき矩形波を乗算し、乗算
結果からオーディオ成分を取り出せば、前述の復調原理
で説明したように、’Ｅ ｉ （１’＋ ２８ｉｎω
Ｃｔ） 、’ Ｅ Ｉ （１−２ｓｉｎ ωｃｔ）−
なる復調出力ヲ得ることができるのである。
次に、この発明に係わる千ＭＩＩ調回路の具体的な一例
（以下これを第１実施例という）を、第３図及び第゛４
図に従って説明する。
（以下これを第１実施例という）を、第３図及び第゛４
図に従って説明する。
前述の如く、コンポジット信＠Ｅ１に対して（１＋２ｓ
ｌｎωａｔ）または（１−２ｓｌｎωＣｔ）を乗算する
ためには、第２図に示す各矩形波のＫＦ。
ｌｎωａｔ）または（１−２ｓｌｎωＣｔ）を乗算する
ためには、第２図に示す各矩形波のＫＦ。
に２の関係が、
Ｋｌ／に２−（π−２）／（π＋２）
なる関係がなければならない。そこで、に２−０゜５と
−くと、Ｋ１−０．１１１となり、このような矩形波を
乗数信号とする乗算回路を求めれば良いこζになる。
−くと、Ｋ１−０．１１１となり、このような矩形波を
乗数信号とする乗算回路を求めれば良いこζになる。
第３図は、このような乗算回路の一例を示すものである
。なお、同図中（）で囲まれた符号は、当譲抵抗の抵抗
値を示す、 第３図において、演算増幅５ｏｐｉの利得は、アナログ
スイッチＳ１がオンで、かつＳ２がオフの状態及びアナ
ログスイッチＳ１がオフで、かつアナログスイッチＳ２
がオンの状態にそれぞれ対応して２段に切替可能に構成
されている。そして、これらのアナログスイッチＳ１９
．β２には、互いに１８０度の位相差を有する３８ＫＨ
２のクロックφ１．φ１が供給されている。
。なお、同図中（）で囲まれた符号は、当譲抵抗の抵抗
値を示す、 第３図において、演算増幅５ｏｐｉの利得は、アナログ
スイッチＳ１がオンで、かつＳ２がオフの状態及びアナ
ログスイッチＳ１がオフで、かつアナログスイッチＳ２
がオンの状態にそれぞれ対応して２段に切替可能に構成
されている。そして、これらのアナログスイッチＳ１９
．β２には、互いに１８０度の位相差を有する３８ＫＨ
２のクロックφ１．φ１が供給されている。
従って、クロックφ１−“１″の時の、演算増幅器ＯＰ
１の出力信号をＥＯとすると、Ｅ’ｌ ／２− （Ｅｉ
ｘｌ、２２２Ｒ＋Ｅｏ ｘＲ）／（１，２２２Ｒ＋Ｒ
） となり、上記の式から、 Ｅｏ、７−ｏ、 １１１ Ｅｉとなる。またクロック
”φ１−“０”の時には、演算増幅器ＯＰ１は単なる
バッファとして動作し、 Ｅｏ −Ｅｌ ／２となる。
１の出力信号をＥＯとすると、Ｅ’ｌ ／２− （Ｅｉ
ｘｌ、２２２Ｒ＋Ｅｏ ｘＲ）／（１，２２２Ｒ＋Ｒ
） となり、上記の式から、 Ｅｏ、７−ｏ、 １１１ Ｅｉとなる。またクロック
”φ１−“０”の時には、演算増幅器ＯＰ１は単なる
バッファとして動作し、 Ｅｏ −Ｅｌ ／２となる。
従って、演算増幅器ＯＰ１の出力信＠ＥＯは、ＥＯ−（
Ｅｌ／（π＋２）） ｘ（１＋２ｓｉｎωｃｔ ＋ （２／ ３ ） ｓｉｎ ３ ωｃｔ＋−，・、）
となり、この結果演算増幅器ＯＰ１は、（１＋２Ｓ１ｎ
ωＣｔ、 ）なる周波数成分をＥｌに対して乗算する乗
算回路として動作することとな仝。
Ｅｌ／（π＋２）） ｘ（１＋２ｓｉｎωｃｔ ＋ （２／ ３ ） ｓｉｎ ３ ωｃｔ＋−，・、）
となり、この結果演算増幅器ＯＰ１は、（１＋２Ｓ１ｎ
ωＣｔ、 ）なる周波数成分をＥｌに対して乗算する乗
算回路として動作することとな仝。
次に、２第４図は、第３図に示した乗算回路を２個用い
て構成されたスフレオ喪調回路である。同図において、
入力信号Ｅ１は乗算回路を構成する２個の演算増幅器Ｏ
Ｐ１．ＯＰ２へと並列に供給され、これらの演算増幅器
の各出力が、それぞれ出力端子し及びＲへと導出される
。一方、これらのｉ稗増幅−〇Ｐ１’、ＯＰ２の各アナ
ログスイツ反転ゲートＮＯＴを介して１８０度の位相差
を有この結果、出力端子しに、導出される信号の値は、
（Ｅｌ／（π＋２））Ｘ （１＋２ｓｌｎωｃｔ＋（’
２／’３）’ｓｌ’ｎ３ωｃｔ＋−） ”となり、
また出離力端子Ｒへ導出される信号は、（Ｅｌ ／ （
π＋２） ） Ｘ （１−２ｓｌｎ ωａｔ−（２／
３ ） ｓｉｎ ３ ｍａｔ −・・・・・・）となる
。従って、これら出力端子し及びＲへ導出される信号を
、所定のＬＰＦに通過させれば、５ｌｎ３ωａｔ以上の
高次の項については篩単に除去することができ、これに
より左右の各復調出力に含なる。
て構成されたスフレオ喪調回路である。同図において、
入力信号Ｅ１は乗算回路を構成する２個の演算増幅器Ｏ
Ｐ１．ＯＰ２へと並列に供給され、これらの演算増幅器
の各出力が、それぞれ出力端子し及びＲへと導出される
。一方、これらのｉ稗増幅−〇Ｐ１’、ＯＰ２の各アナ
ログスイツ反転ゲートＮＯＴを介して１８０度の位相差
を有この結果、出力端子しに、導出される信号の値は、
（Ｅｌ／（π＋２））Ｘ （１＋２ｓｌｎωｃｔ＋（’
２／’３）’ｓｌ’ｎ３ωｃｔ＋−） ”となり、
また出離力端子Ｒへ導出される信号は、（Ｅｌ ／ （
π＋２） ） Ｘ （１−２ｓｌｎ ωａｔ−（２／
３ ） ｓｉｎ ３ ｍａｔ −・・・・・・）となる
。従って、これら出力端子し及びＲへ導出される信号を
、所定のＬＰＦに通過させれば、５ｌｎ３ωａｔ以上の
高次の項については篩単に除去することができ、これに
より左右の各復調出力に含なる。
次に、第５図及び第６図は、この発明のステレオ復調回
路の他の実施例（以下これを第２実施例という）を示す
電気＠略図である。
路の他の実施例（以下これを第２実施例という）を示す
電気＠略図である。
この実施例においては、前記第２図に示す矩形波におい
て、Ｋ２−１．Ｋ１−０．２２２としている。第５！！
Ｉにおいて、演算増幅器ＯＰ３の利得は、アナログスイ
ッチＳ５がオンでかつアナログスイッチＳ６がオフの状
態においては、−１，２２２となるように設定されてお
り、またアナログスイッチＳ５がオフでかつアナログス
イッチＳ６がオンの状態においては、０となるように設
定されている。一方、演算増幅器ＯＰ４は、入力信号Ｅ
１と一算増幅器ＯＰ３の出力とを加算する加飾回路とし
て動作するように設定されてい−る。なお、演算増幅器
ＯＰ４は、反転増幅器として構成されている。
て、Ｋ２−１．Ｋ１−０．２２２としている。第５！！
Ｉにおいて、演算増幅器ＯＰ３の利得は、アナログスイ
ッチＳ５がオンでかつアナログスイッチＳ６がオフの状
態においては、−１，２２２となるように設定されてお
り、またアナログスイッチＳ５がオフでかつアナログス
イッチＳ６がオンの状態においては、０となるように設
定されている。一方、演算増幅器ＯＰ４は、入力信号Ｅ
１と一算増幅器ＯＰ３の出力とを加算する加飾回路とし
て動作するように設定されてい−る。なお、演算増幅器
ＯＰ４は、反転増幅器として構成されている。
従って、アナログスイッチＳ５がオンで、かつアナログ
スイッチＳ６がオフの状態においては、演算増幅１１０
Ｐ４の出力ＥＯは、 ＥＯ，＝ −（−１，２２２Ｅｌ 十Ｅｌ ）−０，２
２２Ｅｌ となるのに対して、アナログスイッチＳ５がオフで、か
つアナログスイッチＳ６がオンの状態においては、演算
増幅器ＯＰ４の出力ＥＯは、ＥＯ−−（０＋ＥＩ ） −Ｅｌ となる。
スイッチＳ６がオフの状態においては、演算増幅１１０
Ｐ４の出力ＥＯは、 ＥＯ，＝ −（−１，２２２Ｅｌ 十Ｅｌ ）−０，２
２２Ｅｌ となるのに対して、アナログスイッチＳ５がオフで、か
つアナログスイッチＳ６がオンの状態においては、演算
増幅器ＯＰ４の出力ＥＯは、ＥＯ−−（０＋ＥＩ ） −Ｅｌ となる。
従って、演算増幅−〇Ｐ３．０Ｐ４は全体として
ｆ（ｔ）−（２／（π＋２） ） ×
（１＋ ２ｓｌｎ ωａｔ
＋ （２／３ ）ｓｉｎ ３ωｃｔ＋−−−−−−
）なる乗数信号を有する、乗算回路として動作すること
となる。
）なる乗数信号を有する、乗算回路として動作すること
となる。
次に、第６図は、第５図に示した乗算回路を２個用いた
ステレオ復調回路の例を示すものである。
ステレオ復調回路の例を示すものである。
同図蔽おいて、演算増幅器０Ｐ３−の出力側には前述の
如＜、３８ＫＨｚのクロックφに同期して０、−１．２
２２ＥＩが交互に出力される。
如＜、３８ＫＨｚのクロックφに同期して０、−１．２
２２ＥＩが交互に出力される。
そして、この演算増幅−ＯＦ３の出力は、演算増幅１１
０Ｐ４において、Ｅｉと加算され、演算増幅Ｗ６Ｐ４の
出力側には、−Ｅｌ 、０．２２２Ｅ１が％互に出力さ
れる。
０Ｐ４において、Ｅｉと加算され、演算増幅Ｗ６Ｐ４の
出力側には、−Ｅｌ 、０．２２２Ｅ１が％互に出力さ
れる。
これに対して、演算増幅器ＯＰ６の出力側には、クロッ
クφと１８０度の位相差を有するクロックφに同期して
、同様にＯ，−１，２２２ＥＩが交互に出力される。そ
して、この演算増幅器ＯＰ５の出力は、演算増幅器ＯＰ
８においてＥｉと加算され、演算増幅器ＯＰ６の出力側
には、−Ｅｉと０．２２２Ｅｌが交互に出力される。
クφと１８０度の位相差を有するクロックφに同期して
、同様にＯ，−１，２２２ＥＩが交互に出力される。そ
して、この演算増幅器ＯＰ５の出力は、演算増幅器ＯＰ
８においてＥｉと加算され、演算増幅器ＯＰ６の出力側
には、−Ｅｉと０．２２２Ｅｌが交互に出力される。
この結果、前述の要請原理において説明したように、左
右の各Ｉｌ！調出力出力まれるクロストーク成分が完全
に除去されることになる。
右の各Ｉｌ！調出力出力まれるクロストーク成分が完全
に除去されることになる。
次に、第７図及び第８図□は、この発明に係るステレオ
復調回路の他の実施例（以下、これを第３実施例と言う
）を示す電気回路図である。第７図において、演算増幅
器ＯＰ７の利得は１に設定されており、演算増幅器ＯＰ
８の利得は−０，２２２Ｅｌに設定されている。
復調回路の他の実施例（以下、これを第３実施例と言う
）を示す電気回路図である。第７図において、演算増幅
器ＯＰ７の利得は１に設定されており、演算増幅器ＯＰ
８の利得は−０，２２２Ｅｌに設定されている。
これらの演算増幅器ＯＰ７．０Ｐ８の出力は加算回路を
構成する演算増幅器ＯＰ９へと並列に供給されている−
また、各演算増幅器ＯＰ７．ＯＰ８から演算増幅−ＯＦ
９へ至る信号ラインは、トランジスタＴＲ１あるいはト
ランジスタＴＲ２を介して遮断可能に構成されている。
構成する演算増幅器ＯＰ９へと並列に供給されている−
また、各演算増幅器ＯＰ７．ＯＰ８から演算増幅−ＯＦ
９へ至る信号ラインは、トランジスタＴＲ１あるいはト
ランジスタＴＲ２を介して遮断可能に構成されている。
従って、トランジスタＴＲ１がオンで、かっＴＲ２がオ
フの状態においてｉ、出力信号ＥＯの値は０．２２２Ｅ
ｌになるのに対して、トランジスタＴＲＩがオフでＴＲ
２がオンの状態においては、出力信号ＥＯの値は−Ｅ：
になる。この結果、トランジスタＴＲＩ、ＴＲ２の各ベ
ースに、互いに１８０度の位相差を有するり、ロックφ
、φを供給してやれば、−棹増幅器ＯＰ７．ＯＰ８及び
ＯＦ２は全体として、 ｆ（ｔ）−（２／（π＋２）） ｘ （１＋ ２ｓｌｎ ωｃｔ＋ （２／３ ）×ｓ器
ｎ３ωａｔ＋・・・…） なる乗数信号を有する乗算回路として動作することとな
る。
フの状態においてｉ、出力信号ＥＯの値は０．２２２Ｅ
ｌになるのに対して、トランジスタＴＲＩがオフでＴＲ
２がオンの状態においては、出力信号ＥＯの値は−Ｅ：
になる。この結果、トランジスタＴＲＩ、ＴＲ２の各ベ
ースに、互いに１８０度の位相差を有するり、ロックφ
、φを供給してやれば、−棹増幅器ＯＰ７．ＯＰ８及び
ＯＦ２は全体として、 ｆ（ｔ）−（２／（π＋２）） ｘ （１＋ ２ｓｌｎ ωｃｔ＋ （２／３ ）×ｓ器
ｎ３ωａｔ＋・・・…） なる乗数信号を有する乗算回路として動作することとな
る。
次に第８図は、前記第７図に示した乗算回路を利用した
ステレオ復調回路の例を示すものである。
ステレオ復調回路の例を示すものである。
前述の如（、演算増幅器ＯＰ７の利得は１に設定されて
おり、また演算増幅器ＯＰ８の利得は一〇。
おり、また演算増幅器ＯＰ８の利得は一〇。
２２２に設定されている。、そしてこれらの演算増幅器
の各出力は、それぞれ加算回路を構成する演算増幅器Ｏ
Ｐ９．０Ｐ１０へと並列に供給されている。
の各出力は、それぞれ加算回路を構成する演算増幅器Ｏ
Ｐ９．０Ｐ１０へと並列に供給されている。
また、演算増幅器ＯＰ７から各加算回路用の演算増幅器
ＯＰ９．０Ｐ１０へ通ずる信号ラインには、トランジス
タ■に１．ＴＲ３が設けられており、他方演算増幅器Ｏ
Ｐ８から各加算回路を構成する演算増幅器ＯＰ９，０Ｐ
１Ｑへ通ずる信号ラインには、トランジスタＴＲ２，Ｔ
Ｒ４がそれぞれ設けられている。そして、トランジスタ
ＴＲ１゜ＴＲ４のベースには３８ＫＨｚのクロックφが
供給されており、他方トランジスタＴＲ２，ＴＲ３のベ
ースには、前記クロックφと１８０度の位相差を有する
クロックφが供給されている。
ＯＰ９．０Ｐ１０へ通ずる信号ラインには、トランジス
タ■に１．ＴＲ３が設けられており、他方演算増幅器Ｏ
Ｐ８から各加算回路を構成する演算増幅器ＯＰ９，０Ｐ
１Ｑへ通ずる信号ラインには、トランジスタＴＲ２，Ｔ
Ｒ４がそれぞれ設けられている。そして、トランジスタ
ＴＲ１゜ＴＲ４のベースには３８ＫＨｚのクロックφが
供給されており、他方トランジスタＴＲ２，ＴＲ３のベ
ースには、前記クロックφと１８０度の位相差を有する
クロックφが供給されている。
従って、演−増幅器ＯＰ９の出力側には、クロックφに
同期して、−［ｉと０．２２２Ｅｌとが交互に出力され
るのに対して、演算増幅１１０Ｐ１０の出力側にはクロ
ックφに同期して、０．２２２Ｅｉと−Ｅ１とが交互に
出力されることとなり、前述の復調原理において説明し
たように、各左右の復調出力中に含まれるクロストーク
成分は、１しく減少することとなる。
同期して、−［ｉと０．２２２Ｅｌとが交互に出力され
るのに対して、演算増幅１１０Ｐ１０の出力側にはクロ
ックφに同期して、０．２２２Ｅｉと−Ｅ１とが交互に
出力されることとなり、前述の復調原理において説明し
たように、各左右の復調出力中に含まれるクロストーク
成分は、１しく減少することとなる。
以上の説明で明らかなように、この発明に係わるステレ
オＩ［１１回路は、コンポジット信号に設定された直流
成分をもち、サブキャリア周波数に同期した矩形波信号
を乗算し、これによりステレオ復調動作を行なうように
したものであるから、各左右の復調出力に含まれるクロ
ストーク成分は、大幅に減少し、これによりステレオ分
離度を格段に向上させることができるものである。
オＩ［１１回路は、コンポジット信号に設定された直流
成分をもち、サブキャリア周波数に同期した矩形波信号
を乗算し、これによりステレオ復調動作を行なうように
したものであるから、各左右の復調出力に含まれるクロ
ストーク成分は、大幅に減少し、これによりステレオ分
離度を格段に向上させることができるものである。
第１図は、この発明のＩ［ｗＩＩＩｌｌを説明するため
のブロック図、第２図は、左右の乗数信号波形を示す波
形図、第３図は、この発明の第１実施例に使用される乗
算回路を示す電気回路図、第４図はこの発明の第１寅施
例であるステレオ復調回路の電気回路図、第５図は、こ
の発明の第２実施例に使用される乗算回路の構成を示す
電気回路図、第６図は、この発明の第２実施例であるス
テレオ複第１図 開回路の電気回路図、第７図は、この発明の第３実施例
に示される乗算回路の構成を示す電気回路図、第８図は
、この発明の第３実施例であるステレオ復調回路の構成
を示す電気回路図である。 Ｅｉ・・・・・・コンポジット信号 ＯＰ１〜０Ｐ１０・・・・・・演算増幅器Ｓ１〜Ｓ８・
・・・・・アナログスイッチＴＲ１〜ＴＲ４・・・・・
・トランジスタ特許出願人 日本来器製造株式会社 代理人 弁理士 和 １）成 則 ０」 ・ ＋１ （５ＬＬＪ
のブロック図、第２図は、左右の乗数信号波形を示す波
形図、第３図は、この発明の第１実施例に使用される乗
算回路を示す電気回路図、第４図はこの発明の第１寅施
例であるステレオ復調回路の電気回路図、第５図は、こ
の発明の第２実施例に使用される乗算回路の構成を示す
電気回路図、第６図は、この発明の第２実施例であるス
テレオ複第１図 開回路の電気回路図、第７図は、この発明の第３実施例
に示される乗算回路の構成を示す電気回路図、第８図は
、この発明の第３実施例であるステレオ復調回路の構成
を示す電気回路図である。 Ｅｉ・・・・・・コンポジット信号 ＯＰ１〜０Ｐ１０・・・・・・演算増幅器Ｓ１〜Ｓ８・
・・・・・アナログスイッチＴＲ１〜ＴＲ４・・・・・
・トランジスタ特許出願人 日本来器製造株式会社 代理人 弁理士 和 １）成 則 ０」 ・ ＋１ （５ＬＬＪ
Claims (1)
- （１） 少くともステレオ用の主チヤンネル信号とス
テレオ用の副チャンネル信号とを含むコンポ−ジット信
号に対して、設定さ、れた直流成分を持ち、かつ前記副
チャンネル信号のサブキャリア周波数に同期した矩形波
信１号との乗算をする乗ｓａ路を具備し、この乗、算回
路の演算出力を復調信号と゛して取り出すようにしたこ
とを特徴、とするステ−・オ―調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10172981A JPS583434A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ステレオ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10172981A JPS583434A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS583434A true JPS583434A (ja) | 1983-01-10 |
| JPS636178B2 JPS636178B2 (ja) | 1988-02-08 |
Family
ID=14308361
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10172981A Granted JPS583434A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS583434A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0639038A2 (de) * | 1993-08-10 | 1995-02-15 | Philips Patentverwaltung GmbH | Schaltungsanordnung zum Umwandeln eines Stereosignals |
-
1981
- 1981-06-30 JP JP10172981A patent/JPS583434A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0639038A2 (de) * | 1993-08-10 | 1995-02-15 | Philips Patentverwaltung GmbH | Schaltungsanordnung zum Umwandeln eines Stereosignals |
| EP0639038A3 (de) * | 1993-08-10 | 1995-09-27 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Umwandeln eines Stereosignals. |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS636178B2 (ja) | 1988-02-08 |
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