JPS58209244A - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
- Publication number
- JPS58209244A JPS58209244A JP9129882A JP9129882A JPS58209244A JP S58209244 A JPS58209244 A JP S58209244A JP 9129882 A JP9129882 A JP 9129882A JP 9129882 A JP9129882 A JP 9129882A JP S58209244 A JPS58209244 A JP S58209244A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- circuit
- signal
- waveform
- demodulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2227—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using switches for the decoding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の妖術分野〕
本発明は振幅変調信号を同期検波する復調回路に係り、
特にＦＭ（周波数変調）ステレオ受信機のステレオ復調
部（いわゆるマルチブレクス復調部）等（二最適な復調
回路に関するものである。
特にＦＭ（周波数変調）ステレオ受信機のステレオ復調
部（いわゆるマルチブレクス復調部）等（二最適な復調
回路に関するものである。
第１図に従来方式によるＦＭステレオ受信機のステレオ
復調回路の等価回路を示す。ステレオ復調回路には受信
された放送波をＦＭ復調して取り出したステレオコンポ
ジット信号が供給される。このコンポジット信号中の１
９ＫＨｚのパイロット信号に基づいて生成された３８Ｋ
Ｈｚの復調用キャリアをスイッチング信号として該ジン
ポジット信号を図示のようにスイッチＳＷ。
復調回路の等価回路を示す。ステレオ復調回路には受信
された放送波をＦＭ復調して取り出したステレオコンポ
ジット信号が供給される。このコンポジット信号中の１
９ＫＨｚのパイロット信号に基づいて生成された３８Ｋ
Ｈｚの復調用キャリアをスイッチング信号として該ジン
ポジット信号を図示のようにスイッチＳＷ。
で切換え、端子Ｔ、、Ｔ、に交互に与えることにより端
子Ｔ１ ｅ Ｔ ２ にはそれぞれ左、右チャンネル
信号り、Ｒが分離して導出される。ここに示したのはあ
くまでも原理的なものであって現実−二はスイッチＳＷ
Ｉとしてはダイオード、トランジスタ等を用いたスイッ
チング回路が使用され、また補助回路として艮好なチャ
ンネルセパレーションを得るためのセパレーション制両
回路等が必要である。
子Ｔ１ ｅ Ｔ ２ にはそれぞれ左、右チャンネル
信号り、Ｒが分離して導出される。ここに示したのはあ
くまでも原理的なものであって現実−二はスイッチＳＷ
Ｉとしてはダイオード、トランジスタ等を用いたスイッ
チング回路が使用され、また補助回路として艮好なチャ
ンネルセパレーションを得るためのセパレーション制両
回路等が必要である。
上述からもわかるようにステレオ復調の結果得られる左
、右チャンネル信号り、Ｒは原理的にコンポジット信号
に３８ＫＨｚの矩形波を乗じた形となる。
、右チャンネル信号り、Ｒは原理的にコンポジット信号
に３８ＫＨｚの矩形波を乗じた形となる。
しかしながら、矩形波は基本波だけでなく高次の高調波
を多く含んだ波形であり、復調信号中にそれら高調波が
混入されるばかりでなく、もし入力コンボジット信号中
にその矩形波の高調波に相当する成分があればそれを復
調することになり、ビート障害の発生や雑音の混入を招
き、さらにはＳ／Ｎを劣化させたり、再生信号を著しく
聴きづらくしたりする。
を多く含んだ波形であり、復調信号中にそれら高調波が
混入されるばかりでなく、もし入力コンボジット信号中
にその矩形波の高調波に相当する成分があればそれを復
調することになり、ビート障害の発生や雑音の混入を招
き、さらにはＳ／Ｎを劣化させたり、再生信号を著しく
聴きづらくしたりする。
これＣ二対し他の復調方式として正弦仮スイッチングあ
るいは正弦及復調などと呼ばれる方式がある。この方式
は高次の高調波を含まない純正弦波の復調用キャリアを
入力コンポジット信号に乗じ左、右チャンネル信号を分
離抽圧するものである。この場合、復調しようとする信
号成分以外についての＃調能力は持っていないので、原
理的にビート障害の発生や雑音の混入のおそれはない。
るいは正弦及復調などと呼ばれる方式がある。この方式
は高次の高調波を含まない純正弦波の復調用キャリアを
入力コンポジット信号に乗じ左、右チャンネル信号を分
離抽圧するものである。この場合、復調しようとする信
号成分以外についての＃調能力は持っていないので、原
理的にビート障害の発生や雑音の混入のおそれはない。
しかしながら、この方式では高価なアナログ乗算器を必
要とするが、このアナログ乗算器自体の特性、特ｆ二＠
嶽性やＳ／Ｎおよびダイナミックレンジ等に量線があっ
て、現時点では良好な結果の得られるものの入手が困難
であることなどによって、この方式のものは実用に供さ
れていない。
要とするが、このアナログ乗算器自体の特性、特ｆ二＠
嶽性やＳ／Ｎおよびダイナミックレンジ等に量線があっ
て、現時点では良好な結果の得られるものの入手が困難
であることなどによって、この方式のものは実用に供さ
れていない。
今日のステレオ復調回路はほとんど先に述べた矩形波ス
イッチング方式を採用しており、前述した高調鼓復日（
二よる間軸を避けるため、アンチバーディフィルタと呼
ばれるローパスフィルタでコンポジット信号から不要高
周波成分（例えは隣接局により生ずる１００ＫＨｚの干
渉ひずみ成分等）を除去してからスイッチングを行なう
ようにしていた。この場合、コンポジット信号がローパ
スフィルタを通るため、メイン信号であるＬ＋Ｈの相信
号（コンポジット信号の５０〜１５０００ Ｈｚに存在
する）とサブ信号であるＬ−Ｒの差信号（コンポジット
信号に３８ ＫＨｚのサブキャリアの変調成分として存
在する）との間に位相差を生じ、復調信号にセパレーシ
ョンの劣化を生じたり、復調後の再庄背質を悪化させた
りするという新たな間融を庄じていた。
イッチング方式を採用しており、前述した高調鼓復日（
二よる間軸を避けるため、アンチバーディフィルタと呼
ばれるローパスフィルタでコンポジット信号から不要高
周波成分（例えは隣接局により生ずる１００ＫＨｚの干
渉ひずみ成分等）を除去してからスイッチングを行なう
ようにしていた。この場合、コンポジット信号がローパ
スフィルタを通るため、メイン信号であるＬ＋Ｈの相信
号（コンポジット信号の５０〜１５０００ Ｈｚに存在
する）とサブ信号であるＬ−Ｒの差信号（コンポジット
信号に３８ ＫＨｚのサブキャリアの変調成分として存
在する）との間に位相差を生じ、復調信号にセパレーシ
ョンの劣化を生じたり、復調後の再庄背質を悪化させた
りするという新たな間融を庄じていた。
また、上述したアンチバーディフィルタを用いない方式
として、３８ＫＨｚのスイッチング信号の第３高調波（
１１４ＫＨｚ）でコンポジット信号をスイッチングする
回路を設けてビート成分のみを畑出しこの信号を適宜レ
ベル調整してステレオ復調出力り、Ｒ中にあるビート成
分から滌算し同成分をキャンセルする方式もあるが、こ
の場合も第３高調技に係るビート成分に対してしか効果
がないという欠点がある。
として、３８ＫＨｚのスイッチング信号の第３高調波（
１１４ＫＨｚ）でコンポジット信号をスイッチングする
回路を設けてビート成分のみを畑出しこの信号を適宜レ
ベル調整してステレオ復調出力り、Ｒ中にあるビート成
分から滌算し同成分をキャンセルする方式もあるが、こ
の場合も第３高調技に係るビート成分に対してしか効果
がないという欠点がある。
−万、上述においては主としていわゆるスイッチング方
式によるステレオ復調について説明したが、ステレオ復
調方式イニはこの他にいわゆるマトリクス方式によるｏ
ｉ−がある。この場合にも実質的には第２図に示すよう
ζニコンボジット信号をスイッチＳＷ、を二より３８Ｋ
Ｈｚの復調用キャリアでスイッチングして交互に極性を
切換えて差動回路Ｄ（二与えてＬ−Ｒの差信号を取り出
し、これをマトリクス回路Ｍに与えてコンポジット信号
中のＬ＋Ｈの和信号成分との相および麦をとり、左、右
チヤンネル復調出力り。
式によるステレオ復調について説明したが、ステレオ復
調方式イニはこの他にいわゆるマトリクス方式によるｏ
ｉ−がある。この場合にも実質的には第２図に示すよう
ζニコンボジット信号をスイッチＳＷ、を二より３８Ｋ
Ｈｚの復調用キャリアでスイッチングして交互に極性を
切換えて差動回路Ｄ（二与えてＬ−Ｒの差信号を取り出
し、これをマトリクス回路Ｍに与えてコンポジット信号
中のＬ＋Ｈの和信号成分との相および麦をとり、左、右
チヤンネル復調出力り。
ＲＹ得ることＣ二なり、上述のスイッチング方式の場合
と同様コンポジット信号を３８ＫＨｚでスイッチングす
ることに笈りはない。なお、第２図におけるスイッチＳ
Ｗ、と差動回路りは具体的にはダイオード等のスイッチ
ング回路と差動増幅器の組合せ、またはダブルバランス
ドミキサ等の形で構成される。
と同様コンポジット信号を３８ＫＨｚでスイッチングす
ることに笈りはない。なお、第２図におけるスイッチＳ
Ｗ、と差動回路りは具体的にはダイオード等のスイッチ
ング回路と差動増幅器の組合せ、またはダブルバランス
ドミキサ等の形で構成される。
このよう（二従来のステレオ復調回路ではいかなる方式
を用いた場合にもスイッチングに伴なう問題が生じてい
た。
を用いた場合にもスイッチングに伴なう問題が生じてい
た。
このスイッチング復調時にスイッチングイａ号に含まれ
る＃ｌ調ｖ５Ｎ：分に同期する成分をも復調してしまう
という境象はＦＭステレオ受恒徴におけるステレオ復調
回路に限らず、伽福変調成分を同期検波する場合には多
かれ少なかれ問題となっていた。
る＃ｌ調ｖ５Ｎ：分に同期する成分をも復調してしまう
という境象はＦＭステレオ受恒徴におけるステレオ復調
回路に限らず、伽福変調成分を同期検波する場合には多
かれ少なかれ問題となっていた。
本発明は振幅変調信号を同期検波するに際し復調用キャ
リアの高調波成分による影響を低減し実賃同にほぼ幕末
波成分のみによる同期検波をアナログ乗算器を必要とし
ない簡単な構成で芙珍し尋る復調回路を提供することを
目的としている。
リアの高調波成分による影響を低減し実賃同にほぼ幕末
波成分のみによる同期検波をアナログ乗算器を必要とし
ない簡単な構成で芙珍し尋る復調回路を提供することを
目的としている。
本晃明は振幅変調信号の同胡検波Ｃ二際し、多くの問題
を持つにもかかわらず従来多用されていた矩形伎スイッ
チングに代えて原理的に擾れた特性を有する正弦波スイ
ッチングをスイッチング動作のみによって近似的に実現
することζ二より上記目的を達成するものである。すな
わち本屍明においては、本来正弦波Ｃ；よるスイッチン
グが理想［１′−］であるが現実には正弦Ｕ的なスイッ
チング動作はあり得ないことにかんがみ、矩形波的なス
イッチング動作を並列ｎ７たは直列的に合成し実質的に
階段状の近似正弦波を来電したのと同等の結果をアナロ
グ乗電器を用いることなく通電のスイッチ回路により得
ることを特徴としている。
を持つにもかかわらず従来多用されていた矩形伎スイッ
チングに代えて原理的に擾れた特性を有する正弦波スイ
ッチングをスイッチング動作のみによって近似的に実現
することζ二より上記目的を達成するものである。すな
わち本屍明においては、本来正弦波Ｃ；よるスイッチン
グが理想［１′−］であるが現実には正弦Ｕ的なスイッ
チング動作はあり得ないことにかんがみ、矩形波的なス
イッチング動作を並列ｎ７たは直列的に合成し実質的に
階段状の近似正弦波を来電したのと同等の結果をアナロ
グ乗電器を用いることなく通電のスイッチ回路により得
ることを特徴としている。
第３図【二本発明をＦＭステレオ受話敬の復調回路に適
用した第１の実施例の構成を模式的Ｊ二示す。
用した第１の実施例の構成を模式的Ｊ二示す。
ここで８゜明する実施例は第２図に示したマトリクス方
式の構成においてサブチャンネルを復調してＬ−Ｒを抽
出する部分に本発明を適用しタモので、同実施例におい
ては、ｌｖ段状の近似央 正＃Ｐ彼を辱るため８次のウオルンユ関数変換によるウ
オルシュ関叡彼形を合成するようにしている。
式の構成においてサブチャンネルを復調してＬ−Ｒを抽
出する部分に本発明を適用しタモので、同実施例におい
ては、ｌｖ段状の近似央 正＃Ｐ彼を辱るため８次のウオルンユ関数変換によるウ
オルシュ関叡彼形を合成するようにしている。
ｄ ３ ｕＣ二おいて、１はコンポジット信号が入力さ
れる入力端子、２，３は入力端子ｌに入力されたコンポ
ジット信号をスイッチングするスイッチ回路、４，５は
それぞれスイッチ回路２゜３によりコンポジット信号が
交互に極性が切侠えられて与えられる差動増幅器、６は
差動′増幅器４の出力レベルを調整して差＠増ＩＰｆＹ
ｔ器５の出力との間のレベル関係を所定のレベル関係と
するアッテネータ、７はアッテネータ６の出力と差動増
幅器５の出力を加算合成する加算器、８は復調されたサ
ブチャンネル成分Ｌ−Ｒが導出される出力端子である。
れる入力端子、２，３は入力端子ｌに入力されたコンポ
ジット信号をスイッチングするスイッチ回路、４，５は
それぞれスイッチ回路２゜３によりコンポジット信号が
交互に極性が切侠えられて与えられる差動増幅器、６は
差動′増幅器４の出力レベルを調整して差＠増ＩＰｆＹ
ｔ器５の出力との間のレベル関係を所定のレベル関係と
するアッテネータ、７はアッテネータ６の出力と差動増
幅器５の出力を加算合成する加算器、８は復調されたサ
ブチャンネル成分Ｌ−Ｒが導出される出力端子である。
出力端子８に導出された信号はマトリクス回路に与えら
れメインチャンネル成分Ｌ＋Ｒと加減算され左右チャン
ネル信号り、Ｒに分離される。
れメインチャンネル成分Ｌ＋Ｒと加減算され左右チャン
ネル信号り、Ｒに分離される。
ここで、上述ｌ：おけるスイッチ回路２，３（二用いら
れるスイッチング信号ｌ二ついて説明する。
れるスイッチング信号ｌ二ついて説明する。
第４図にウオルンユ関数波形を得るための例えば８Ｘ３
８゛ＫＨｚのクロックパルスＣＬ、このクロックパルス
ＣＬをもとにして得たウオルンユ関数第４、第２、第１
、第６、第７彼形Ｗ４ ｅ Ｗｔ 、Ｗ＋ ｅ
Ｗａ ｅ Ｗｔ 、ウオルシュ関数第７疲形Ｗ、を極
性変侠した波形Ｗ）、および最終的に合成される階段波
状の近似正弦波Ｗｓの波形をそれぞれ示す。
８゛ＫＨｚのクロックパルスＣＬ、このクロックパルス
ＣＬをもとにして得たウオルンユ関数第４、第２、第１
、第６、第７彼形Ｗ４ ｅ Ｗｔ 、Ｗ＋ ｅ
Ｗａ ｅ Ｗｔ 、ウオルシュ関数第７疲形Ｗ、を極
性変侠した波形Ｗ）、および最終的に合成される階段波
状の近似正弦波Ｗｓの波形をそれぞれ示す。
第３図に示したスイッチ回路２および３にはそれぞれ第
４図に示したウォルンユ関数波形のうちＷアおよびＷｌ
の波形がスイッチング信号として所定のタイミングで与
えられスイッチングが行なわれる。
４図に示したウォルンユ関数波形のうちＷアおよびＷｌ
の波形がスイッチング信号として所定のタイミングで与
えられスイッチングが行なわれる。
今、説明を容易にするために入力端子１０入力信号を「
１」としアッテネータ６の減衰比を１／（ｌ十西＋１／
２．＋とすると、第４図に示す時刻ｔｏ％ｔ、の各時刻
間に対するスイッチ回路２゜３の動作および加算器７で
合成された出力端子８の出力は次表で示される。
１」としアッテネータ６の減衰比を１／（ｌ十西＋１／
２．＋とすると、第４図に示す時刻ｔｏ％ｔ、の各時刻
間に対するスイッチ回路２゜３の動作および加算器７で
合成された出力端子８の出力は次表で示される。
となり第４図に示した波形Ｗａが出力端子８の出力とし
て得られる。
て得られる。
この出力波形Ｗａは正弦波についての８次のウオルシュ
関数変換により得られたもので、の比でウオルシュ関数
波形Ｗ、とＷｌを合成したものに等しい。
関数変換により得られたもので、の比でウオルシュ関数
波形Ｗ、とＷｌを合成したものに等しい。
この波形Ｗ ｓは次に述べるように第３および第５高論
波は含まれておらず、第３図に示したコンポジット信号
のスイッチング回路はアナログ乗１［器等を用いていな
いにもかかわらず、コンポジット信号に正弦波を乗算す
る回路と等価であり、先Ｃ二述べた矩形波スイッチング
による問題は生じない。
波は含まれておらず、第３図に示したコンポジット信号
のスイッチング回路はアナログ乗１［器等を用いていな
いにもかかわらず、コンポジット信号に正弦波を乗算す
る回路と等価であり、先Ｃ二述べた矩形波スイッチング
による問題は生じない。
次（二液形Ｗｓに第３および第５制調波が含まれていな
いことを詳細に説明する。
いことを詳細に説明する。
振幅「１」のウオルシュ波形Ｗ、およびＷ□をフーリエ
ｆＸ数であられすと □４１ Ｗ？ −−１（ｓｌｒ−１） ｓｉｎωをｍ−（〆ｒ＋
１ ） ｓ ｉｎ ３ωｔπ
３ １ −−（ゾＴ＋ｔ ） ｍｉ ｎ ５ωｔ−ｔ−−（ａ−
ｇ ｓｔｎ ７ωｔ７ 十−（〆ｆｆ１）ｓｉｎ９ωｔ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・）となる。これらよ
り明らかなように波形Ｗ、およびＷｌの第３および＠５
高細疲は互（二逆相で且つ振幅比は（１＋Ｖ／Ｔ） ：
１である。
ｆＸ数であられすと □４１ Ｗ？ −−１（ｓｌｒ−１） ｓｉｎωをｍ−（〆ｒ＋
１ ） ｓ ｉｎ ３ωｔπ
３ １ −−（ゾＴ＋ｔ ） ｍｉ ｎ ５ωｔ−ｔ−−（ａ−
ｇ ｓｔｎ ７ωｔ７ 十−（〆ｆｆ１）ｓｉｎ９ωｔ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・）となる。これらよ
り明らかなように波形Ｗ、およびＷｌの第３および＠５
高細疲は互（二逆相で且つ振幅比は（１＋Ｖ／Ｔ） ：
１である。
したがって、波形Ｗ、の振幅を／（１＋ｙ’ｒ）倍して
ＷＩ と加えればその合成波形Ｗ ｓ ｌ＝は第３およ
び第５高調教が含まれなくなる。またこの場合率７およ
び第９高調波は含まれることとなるが、その値は小さく
、階段状波形である合成波形Ｗｓは近似正弦波とみなし
てさしつかえない。
ＷＩ と加えればその合成波形Ｗ ｓ ｌ＝は第３およ
び第５高調教が含まれなくなる。またこの場合率７およ
び第９高調波は含まれることとなるが、その値は小さく
、階段状波形である合成波形Ｗｓは近似正弦波とみなし
てさしつかえない。
第５図は第４図に示した波形Ｗ８のスペクトラム分析結
果を示すもので、第２〜第６高調波が全く含まれておら
ず、第７および第９高鵬仮も非常に小さいことがわかる
。
果を示すもので、第２〜第６高調波が全く含まれておら
ず、第７および第９高鵬仮も非常に小さいことがわかる
。
第３図に示した第１の実施例はそれぞれ矩形仮スイッチ
ングを行なう２個のスイッチ回路２゜３を並列的に設け
たものであるが、矩形波スイッチングを行なう２個のス
イッチ回路を直列的に設けた場合の例を第２の実施例と
して８６図に示す。
ングを行なう２個のスイッチ回路２゜３を並列的に設け
たものであるが、矩形波スイッチングを行なう２個のス
イッチ回路を直列的に設けた場合の例を第２の実施例と
して８６図に示す。
第６図において、入力端子１から入力されたコンポジッ
ト信号はスイッチ回路９でスイッチングされ交互（二極
性が切換えられて差動増幅器１０に与えられ、この差動
増幅器１０の出力と該出力がアッテネータ１１を通った
信号とがスイッチ回路１２で交互に選択され出力端子８
に導出される。この場合スイッチ回路９および１２のス
イッチング信号としてはそれぞれ第４図におけるウオル
シュ関数波形Ｗ１および第６が用いられる。
ト信号はスイッチ回路９でスイッチングされ交互（二極
性が切換えられて差動増幅器１０に与えられ、この差動
増幅器１０の出力と該出力がアッテネータ１１を通った
信号とがスイッチ回路１２で交互に選択され出力端子８
に導出される。この場合スイッチ回路９および１２のス
イッチング信号としてはそれぞれ第４図におけるウオル
シュ関数波形Ｗ１および第６が用いられる。
第７図は第４図に示した各ウオルシュ波形を得るための
回路の一例であり、入力端子１３にグロックパルスＣＬ
を入力することにより、第１および第２の実施例で用い
たウオルシュ波形Ｗ、、Ｗ、、Ｗ、をそれぞれ圧力端子
１４，１５゜１６に得ることができる。第７図で、１７
はクロックパルスＣＬｉカウントし各桁出力としてウオ
ルシュ関数波形Ｗ４．Ｗ、 、Ｗ、を得るダウンカウ
ンタ、１８は波形Ｗ、と第４から波形Ｗ６を得るエクス
クル−シブオアゲート、１９は波形Ｗ１ と第６から波
形Ｗ、を得るエクスクル−シブオアゲートである。した
がって第３図に示した第１の実施例では第７図の圧力端
子１４の出力と出力端子１５の出力（反転して弔いる）
とを用いればよく、第６図に示した第２の実施例では第
７図の出力端子１４と１６の出力を用いればよい。
回路の一例であり、入力端子１３にグロックパルスＣＬ
を入力することにより、第１および第２の実施例で用い
たウオルシュ波形Ｗ、、Ｗ、、Ｗ、をそれぞれ圧力端子
１４，１５゜１６に得ることができる。第７図で、１７
はクロックパルスＣＬｉカウントし各桁出力としてウオ
ルシュ関数波形Ｗ４．Ｗ、 、Ｗ、を得るダウンカウ
ンタ、１８は波形Ｗ、と第４から波形Ｗ６を得るエクス
クル−シブオアゲート、１９は波形Ｗ１ と第６から波
形Ｗ、を得るエクスクル−シブオアゲートである。した
がって第３図に示した第１の実施例では第７図の圧力端
子１４の出力と出力端子１５の出力（反転して弔いる）
とを用いればよく、第６図に示した第２の実施例では第
７図の出力端子１４と１６の出力を用いればよい。
上記各実施例においてはウオルシュ関数波形によるスイ
ッチングで信号の極性を反転させるようにしたがスイッ
チングの一方な零、すなわちウオルシュ関数波形（二よ
りＴＢ′ｒ祝的な矩形仮すンプリングを行なうようにす
ることもできる。
ッチングで信号の極性を反転させるようにしたがスイッ
チングの一方な零、すなわちウオルシュ関数波形（二よ
りＴＢ′ｒ祝的な矩形仮すンプリングを行なうようにす
ることもできる。
このことは各スイッチ回路の切換の一方をスイッチ開放
とする（つまり単なるオンオフ制御）ことが可能となる
ことを慈味し、この開放期間を利用して畑チャンネルを
サンプリングするようにすれば１個のスイッチ回路でり
、Ｒ両チャンネルを同時に処理させるようにすることが
可能である。このようにして構成したステレオ復調回路
の砒略を第８図に示す。この様に構成した場合にはり、
Ｒ間の充分なチャンネルセパレーションを得るため、Ｌ
、Ｒ間の逆位相の混合回路からなるセパレーション制御
回路が必要となることは従来と同様である。
とする（つまり単なるオンオフ制御）ことが可能となる
ことを慈味し、この開放期間を利用して畑チャンネルを
サンプリングするようにすれば１個のスイッチ回路でり
、Ｒ両チャンネルを同時に処理させるようにすることが
可能である。このようにして構成したステレオ復調回路
の砒略を第８図に示す。この様に構成した場合にはり、
Ｒ間の充分なチャンネルセパレーションを得るため、Ｌ
、Ｒ間の逆位相の混合回路からなるセパレーション制御
回路が必要となることは従来と同様である。
第８図において、２０はコンポジット信号が与えられる
入力端子、２ノは入力端子２ｏがら入力されたコンポジ
ット信号を４Ｍレベル調整するアッテネータ、２２はア
ッテネータ２ノの出力をスイッチングするスイッチ回路
、２３は入力端子２０からの入力をスイッチングするス
イッチ回路、２４はスイッチ回ｌ！！！２２の出力の一
方とスイッチ回路２３の出力の一方とを刀り鼻合成する
加算器、２５はスイッチ回路２２の出力の他方とスイッ
チ回路２３の出力の他方を加算合成する加算器、２６は
加算器２４．２５の出力Ｌ′、Ｒ′を受けてセパレアジ
ョンをｇｌＡ＋％Ｅし左、右チャンネル信号り、Ｒを得
るセパレーション制御回路、２７および２８はそれぞれ
左、右チャンネル信号りおよびＲを出力する出力端子で
ある。この場合スイッチ回路２２はウオルシュ関数波形
Ｗｅでスイッチングし、スイッチ回路２３はウオルシュ
関数波形Ｗ１でスイッチングする。
入力端子、２ノは入力端子２ｏがら入力されたコンポジ
ット信号を４Ｍレベル調整するアッテネータ、２２はア
ッテネータ２ノの出力をスイッチングするスイッチ回路
、２３は入力端子２０からの入力をスイッチングするス
イッチ回路、２４はスイッチ回ｌ！！！２２の出力の一
方とスイッチ回路２３の出力の一方とを刀り鼻合成する
加算器、２５はスイッチ回路２２の出力の他方とスイッ
チ回路２３の出力の他方を加算合成する加算器、２６は
加算器２４．２５の出力Ｌ′、Ｒ′を受けてセパレアジ
ョンをｇｌＡ＋％Ｅし左、右チャンネル信号り、Ｒを得
るセパレーション制御回路、２７および２８はそれぞれ
左、右チャンネル信号りおよびＲを出力する出力端子で
ある。この場合スイッチ回路２２はウオルシュ関数波形
Ｗｅでスイッチングし、スイッチ回路２３はウオルシュ
関数波形Ｗ１でスイッチングする。
以上、８次のウオルシュ関数を用いた矩形波スイッチン
グによって、階段状の近似正弦波を乗算したのと同等の
結果を得る場合について説明した。８次のウオルシュ関
数変換による近似正弦波でもすでに第２〜ｆＪ６市調教
は含まずステレオ復調にはこれで充分であるが、８次に
限らず１６次、３２次等の高次のウオルシュ関数を用い
てより高精度の近似正弦波を得るようにしてもよい。ま
た矩形波の組合せによる、階段状の近似正弦波をウオル
シュ関数を用いずに実現してもよい。
グによって、階段状の近似正弦波を乗算したのと同等の
結果を得る場合について説明した。８次のウオルシュ関
数変換による近似正弦波でもすでに第２〜ｆＪ６市調教
は含まずステレオ復調にはこれで充分であるが、８次に
限らず１６次、３２次等の高次のウオルシュ関数を用い
てより高精度の近似正弦波を得るようにしてもよい。ま
た矩形波の組合せによる、階段状の近似正弦波をウオル
シュ関数を用いずに実現してもよい。
さらに本発明はステレオ復調回路に限らず、振幅敦調成
分を同期検波する場合であればいかなる場合にも適用で
き、不要な高−波成分による復調という問題がない、す
なわち正弦波キャリアを乗算したのと同様な結果の得ら
れる復調をアナログ乗算器を用いることなく実現できる
。
分を同期検波する場合であればいかなる場合にも適用で
き、不要な高−波成分による復調という問題がない、す
なわち正弦波キャリアを乗算したのと同様な結果の得ら
れる復調をアナログ乗算器を用いることなく実現できる
。
この池水発明はその要旨を変更しない範囲内で種々変形
して実施することができる。
して実施することができる。
本発明によれば高次高調波が実質的に零で正弦波とみな
し得る階段状波形を構成する矩形波成分で所定のタイミ
ングをもって入力振幅硬調信号をスイッチングして復調
することｆ二より、実質的に復調用キャリアの基本波成
分のみによる同期検波を、アナログ乗算器を用いること
なく簡単な構成で実現し得る復調回路を提供することが
できる。
し得る階段状波形を構成する矩形波成分で所定のタイミ
ングをもって入力振幅硬調信号をスイッチングして復調
することｆ二より、実質的に復調用キャリアの基本波成
分のみによる同期検波を、アナログ乗算器を用いること
なく簡単な構成で実現し得る復調回路を提供することが
できる。
第１図および第２図は従来の復調回路を説明するための
原理構成図、第３図は本発明の＠１の実施例の原理的ｌ
Ｉ成を模式的に示すブロック図、第４図は同実施例を説
明するための波形図、第５図は同実施例の効果を説明す
るためのスペクトラム分析結果を示す図、第６図は本発
明の第２の実施例の原理的構成を模式的に示すブロック
図、第７図は両実施例１二用いるスイッチング信号の発
生回路の一例を示すブロック図、第８図は本発明のその
他の実施例の原理的構成を模式的に示すブロック図であ
る。 ２．３，９，１２，２２．２３・・・スイッチ回路、４
，５．１０・・・差動増幅器、６ 、１１．２１・・・
アッテネータ、７，２４．２５・・・加算器、１７・・
・カウンタ、１８．１９・・・エクスクル−シブオアゲ
ート、２６・・・セパレーション制御回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１！１ ：ゾ１ ２ 片１ スイッチンフィ１顎３８に→ｌ） ￥ｔ、１ ｔｏｔ＋ｂｂ し ヒ 慎 ５：１ 竿 ６ げ 午 ７ ［’！＋ １６・５゛８
図 ２乙
原理構成図、第３図は本発明の＠１の実施例の原理的ｌ
Ｉ成を模式的に示すブロック図、第４図は同実施例を説
明するための波形図、第５図は同実施例の効果を説明す
るためのスペクトラム分析結果を示す図、第６図は本発
明の第２の実施例の原理的構成を模式的に示すブロック
図、第７図は両実施例１二用いるスイッチング信号の発
生回路の一例を示すブロック図、第８図は本発明のその
他の実施例の原理的構成を模式的に示すブロック図であ
る。 ２．３，９，１２，２２．２３・・・スイッチ回路、４
，５．１０・・・差動増幅器、６ 、１１．２１・・・
アッテネータ、７，２４．２５・・・加算器、１７・・
・カウンタ、１８．１９・・・エクスクル−シブオアゲ
ート、２６・・・セパレーション制御回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１！１ ：ゾ１ ２ 片１ スイッチンフィ１顎３８に→ｌ） ￥ｔ、１ ｔｏｔ＋ｂｂ し ヒ 慎 ５：１ 竿 ６ げ 午 ７ ［’！＋ １６・５゛８
図 ２乙
Claims (2)
- （１） 振幅変調信号を同期検波する復調回路におい
て、入力振幅変調信号をスイッチングする少なくとも２
つのスイッチ回路を互いに直列的または並列的に設け、
これらスイッチ回路をそれぞれ互いに異なる予定のスイ
ッチング信号で動作させ、前記入力振幅変副信号に階段
状波形からなる近似正弦波を乗算したのと同等の合成出
力を得る構成としたことを特徴とする復調回路。 - （２）各スイッチ回路は近似正弦波の階段状鼓形が正弦
波のウオルシュ関数変換より求めた波形となるようｌ二
設定したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129882A JPS58209244A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129882A JPS58209244A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58209244A true JPS58209244A (ja) | 1983-12-06 |
| JPS637064B2 JPS637064B2 (ja) | 1988-02-15 |
Family
ID=14022559
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9129882A Granted JPS58209244A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58209244A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5015963A (en) * | 1989-09-29 | 1991-05-14 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Synchronous demodulator |
| US5550507A (en) * | 1995-10-03 | 1996-08-27 | U.S. Philips Corporation | Demodulator employing cyclic switching of the gain factor of an operational amplifier between different predetermined values |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5599857A (en) * | 1979-01-23 | 1980-07-30 | Victor Co Of Japan Ltd | Demodulation method of fm stereo signal and its unit |
-
1982
- 1982-05-31 JP JP9129882A patent/JPS58209244A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5599857A (en) * | 1979-01-23 | 1980-07-30 | Victor Co Of Japan Ltd | Demodulation method of fm stereo signal and its unit |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5015963A (en) * | 1989-09-29 | 1991-05-14 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Synchronous demodulator |
| US5550507A (en) * | 1995-10-03 | 1996-08-27 | U.S. Philips Corporation | Demodulator employing cyclic switching of the gain factor of an operational amplifier between different predetermined values |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS637064B2 (ja) | 1988-02-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5920238A (en) | Geometrically modulated waves | |
| KR20020001728A (ko) | 디지털 텔레비전을 위한 잔류측파대 생성기 | |
| US3962551A (en) | Methods and systems for providing stereo decoding signals | |
| US4194161A (en) | Switching modulators and demodulators utilizing modified switching signal | |
| JPH02210992A (ja) | オーディオおよびビデオスペクトルの改良された分離を提供するための方法および装置 | |
| EP0658017A1 (en) | FM stereo broadcasting apparatus and method, using digital signal processing | |
| US4061882A (en) | Quadrature multiplying four-channel demodulator | |
| US3257511A (en) | Stereo em transmission system | |
| US4069398A (en) | Method and apparatus for pilot signal cancellation in an FM multiplex demodulator | |
| KR100263573B1 (ko) | 스테레오 라디오 수신기에서의 멀티 플렉스 신호의 복호화 회로 | |
| JPS58209244A (ja) | 復調回路 | |
| JPS5853805B2 (ja) | パイロット信号の除去装置 | |
| US3176075A (en) | Detector of multiplex stereophonic signals | |
| KR100196804B1 (ko) | 지연형 fm 복조회로 | |
| JP3640669B2 (ja) | 受信した多重信号の音質に依存した音質信号の導出用回路装置 | |
| US8064858B1 (en) | Digital carrier-recovery scheme for FM stereo detection | |
| US5061999A (en) | Multiplex signal processing apparatus | |
| JP2777717B2 (ja) | Ｆｍ放送受信装置 | |
| JPH05218992A (ja) | デジタルｆｍステレオ変調方法 | |
| JPH0419862Y2 (ja) | ||
| SU1376254A1 (ru) | Демодул тор частотно-модулированного стереосигнала в системе с пол рной модул цией | |
| US3268663A (en) | Demultiplexer for carrier wave (e. g., fm stereo signal) whose amplitude at fixed intervals is information-representative | |
| RU1775867C (ru) | Способ стереофонического радиовещани и система дл его осуществлени | |
| Takahashi et al. | Application of Walsh Functions to an FM Stereo Demodulator | |
| KR790001101B1 (ko) | 4채널(channel) FM 수신기에 있어서의 복조회로(復調回路) |