JPS637064B2 - - Google Patents
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- JPS637064B2 JPS637064B2 JP57091298A JP9129882A JPS637064B2 JP S637064 B2 JPS637064 B2 JP S637064B2 JP 57091298 A JP57091298 A JP 57091298A JP 9129882 A JP9129882 A JP 9129882A JP S637064 B2 JPS637064 B2 JP S637064B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplitude
- polarity
- signal
- period
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2227—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using switches for the decoding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
〔発明の技術分野〕
本発明は振幅変調信号を同期検波する復調回路
に係り、特にFM（周波数変調）ステレオ受信機
のステレオ復調部（いわゆるマルチプレクス復調
部）等に最適な復調回路に関するものである。 〔発明の技術的背景〕 第１図に従来方式によるFMステレオ受信機の
ステレオ復調回路の等価回路を示す。ステレオ復
調回路には受信された放送波をFM復調して取り
出したステレオコンポジツト信号が供給される。
このコンポジツト信号中の19KHzのパイロツト信
号に基づいて生成された38KHzの復調用キヤリア
をスイツチング信号として該コンポジツト信号を
図示のようにスイツチSW1で切換え、端子T1，
T2に交互に与えることにより端子T1，T2にはそ
れぞれ左、右チヤンネル信号Ｌ，Ｒが分離して導
出される。ここに示したのはあくまでも原理的な
ものであつて現実にはスイツチSW1としてはダイ
オード、トランジスタ等を用いたスイツチング回
路が使用され、また補助回路として良好なチヤン
ネルセパレーシヨンを得るためのセパレーシヨン
制御回路等が必要である。 上述からもわかるようにステレオ復調の結果得
られる左、右チヤンネル信号Ｌ，Ｒは原理的にコ
ンポジツト信号に38KHzの矩形波を乗じた形とな
る。 しかしながら、矩形波は基本波だけでなく高次
の高調波を多く含んだ波形であり、復調信号中に
それら高調波が混入されるばかりでなく、もし入
力コンポジツト信号中にその矩形波の高調波に相
当する成分があればそれを復調することになり、
ビート障害の発生や雑音の混入を招き、さらには
Ｓ／Ｎを劣化させたり、再生信号を著しく聴きづ
らくしたりする。 これに対し他の復調方式として正弦波スイツチ
ングあるいは正弦波復調などと呼ばれる方式があ
る。この方式は高次の高調波を含まない純正弦波
の復調用キヤリアを入力コンポジツト信号に乗じ
左、右チヤンネル信号を分離抽出するものであ
る。こ場合、復調しようとする信号成分以外につ
いての復調能力は持つていないので、原理的にビ
ート障害の発生や雑音の混入のおそれはない。 しかしながら、この方式では高価なアナログ乗
算器を必要とするが、このアナログ乗算器自体の
特性、特に直線性やＳ／Ｎおよびダイナミツクレ
ンジ等に問題があつて、現時点では良好な結果の
得られるものの入手が困難であることなどによつ
て、この方式のものは実用に供されていない。 今日のステレオ復調回路はほとんど先に述べた
矩形波スイツチング方式を採用しており、前述し
た高調波復調による問題を避けるため、アンチバ
ーデイフイルタと呼ばれるローパスフイルタでコ
ンポジツト信号から不要高周波成分（例えば隣接
局により生る100KHzの干渉ひずみ成分等）を除
去してからスイツチングを行なうようにしてい
た。この場合、コンポジツト信号がローパスフイ
ルタを通るため、メイン信号であるＬ＋Ｒの和信
号（コンポジツト信号の50〜15000Hzに存在する）
とサブ信号であるＬ−Ｒの差信号（コンポジツト
信号に38KHzのサブキヤリアの変調成分として存
在する）との間に位相差を生じ、復調信号にセパ
レーシヨンの劣化を生じたり、復調後の再生音質
を悪化させたりするという新たな問題を生じてい
た。 また、上述したアンチバーデイフイルタを用い
ない方式として、38KHzのスイツチング信号の第
３高調波（114KHz）でコンポジツト信号をスイ
ツチングする回を設けてビート成分のみを抽出し
この信号を適宜レベル調整してステレオ復調出力
Ｌ，Ｒ中にあるビート成分から減算し同成分をキ
ヤンセルする方式もあるが、この場合も第３高調
波に係るビート成分に対してしか効果がないとい
う欠点がある。 一方、上述においては主としていわゆるスイツ
チング方式によるステレオ復調について説明した
が、ステレオ復調方式にはこの他にいわゆるマト
リクス方式による復調がある。この場合にも実質
的には第２図に示すようにコンポジツト信号をス
イツチSW2により38KHzの復調用キヤリアでスイ
ツチングして交互に極性を切換えて差動回路Ｄに
与えてＬ−Ｒの差信号を取り出し、これをマトリ
クス回路Ｍに与えてコンポジツト信号中のＬ＋Ｒ
の和信号成分との和および差をとり、左、右チヤ
ンネル復調出力Ｌ，Ｒを得ることになり、上述の
スイツチング方式の場合と同様コンポジツト信号
を38KHzでスイツチングすることに変りはない。
なお、第２図におけるスイツチSW2と差動回路Ｄ
は具体的にはダイオード等のスイツチング回路と
差動増幅器の組合せ、またはダブルバランスドミ
キサ等の形で構成される。 このように従来のステレオ復調回路ではいかな
る方式を用いた場合にもスイツチングに伴なう問
題が生じていた。 このスイツチング復調時にスイツチング信号に
含まれる高調波成分に同期する成分をも復調して
しまうという現象はFMステレオ受信機における
ステレオ復調回路に限らず、振幅変調成分を同期
検波する場合には多かれ少なかれ問題となつてい
た。 〔発明の目的〕 本発明は振幅変調信号を同期検波するに際し復
調用キヤリアの高調波成分による影響を低減し実
質的にほぼ基本波成分のみによる同期検波をアナ
ログ乗算器を必要としない簡単な構成で実現し得
る復調回路を提供することを目的としている。 〔発明の概要〕 本発明は振幅変調信号の同期検波に際し、多く
の問題を持つにもかかわらず従来多用されていた
矩形波スイツチングに代えて原理的に優れた特性
を有する正弦波スイツチングをスイツチング動作
のみによつて近似的に実現することにより上記目
的を達成するものである。すなわち本発明におい
ては、本来正弦波によるスイツチングが理想的で
あるが現実には正弦波的なスイツチング動作はあ
り得ないことにかんがみ、矩形波的なスイツチン
グ動作を並列的または直列的に合成し実質的に階
段状の近似正弦波を乗算したのと同等の結果をア
ナログ乗算器を用いることなく通常のスイツチ回
路により得るものであつて、互いに直列的または
並列的に設けられ、入力振幅変調信号をスイツチ
ングするための少なくとも２つのスイツチ回路
と、クロツク信号をカウントして２進カウント値
を出力する２進カウンタおよびこの２進カウンタ
の所定桁の出力を論理合成する論理回路を有し、
前記スイツチ回路を動作させるための予定のスイ
ツチング信号を生成するスイツチング信号生成手
段と、前記スイツチ回路の出力および入力信号の
少なくとも１つを他の信号に対して相対的にレベ
ル調整するレベル調整手段とを具備し、前記振幅
変調信号に、０からπ／４までの期間は第１の極
性の第１の振幅、π／４から3π／４の期間は前
記第１の極性の前記第１の振幅より大きな第２の
振幅、3π／４からπの期間は前記第１の極性の
前記第１の振幅、πから5π／４までの期間は第
２の極性の前記第１の振幅、5π／４から7π／４
の期間は前記第２の極性の前記第２の振幅、
7π／４から2πの期間は前記第２の極性の前記第
１の振幅の階段状波形からなる近似正弦波を乗算
したのと同等の合成出力を得ることを特徴として
いる。 〔発明の実施例〕 第３図に本発明をFMステレオ受話機の復調回
路に適用した第１の実施例の構成を模式的に示
す。 ここで説明する実施例は第２図に示したマトリ
クス方式の構成においてサブチヤンネルを復調し
てＬ−Ｒを抽出する部分に本発明を適用したもの
で、同実施例においては、階段状の近似正弦波を
得るため８次のウオルシユ関数変換によるウオル
シユ関数波形を合成するようにしている。 第３図において、１はコンポジツト信号が入力
される入力端子、２，３は入力端子１に入力され
たコンポジツト信号をスイツチングするスイツチ
回路、４，５はそれぞれスイツチ回路２，３によ
りコンポジツト信号が交互に極性が切換えられて
与えられる差動増幅器、６は差動増幅器４の出力
レベルを調整して差動増幅器５の出力との間のレ
ベル関係を所定のレベル関係とするアツテネー
タ、７はアツテネータ６の出力と差動増幅器５の
出力を加算合成する加算器、８は復調されたサブ
チヤンネル成分Ｌ−Ｒが導出される出力端子であ
る。出力端子８に導出された信号はマトリクス回
路に与えられメインチヤンネル成分Ｌ＋Ｒと加減
算され左右チヤンネル信号Ｌ，Ｒに分離される。 ここで、上述におけるスイツチ回路２，３に用
いられるスイツチング信号について説明する。 第４図にウオルシユ関数波形を得るための例え
ば８×38KHzのクロツクパルスCL、このクロツ
クパルスCLをもとにして得たウオルシユ関数第
４、第２、第１、第６、第７波形W4，W2，W1，
W6，W7、ウオルシユ関数第７波形W7を極性変
換した波形7、および最終的に合成される階段
波状の近似正弦波Wsの波形をそれぞれ示す。 第３図に示したスイツチ回路２および３にはそ
れぞれ第４図に示したウオルシユ関数波形のうち
W7およびW1の波形がスイツチング信号として所
定のタイミングで与えられスイツチングが行なわ
れる。 今、説明を容易にするために入力端子１の入力
信号を「１」としアツテネータ６の減衰比を１／
（１＋√２）≒１／2.4とすると、第４図に示す時
刻t0〜t5の各時刻間に対するスイツチ回路２，３
の動作および加算器７で合成された出力端子８の
出力は次表で示される。
に係り、特にFM（周波数変調）ステレオ受信機
のステレオ復調部（いわゆるマルチプレクス復調
部）等に最適な復調回路に関するものである。 〔発明の技術的背景〕 第１図に従来方式によるFMステレオ受信機の
ステレオ復調回路の等価回路を示す。ステレオ復
調回路には受信された放送波をFM復調して取り
出したステレオコンポジツト信号が供給される。
このコンポジツト信号中の19KHzのパイロツト信
号に基づいて生成された38KHzの復調用キヤリア
をスイツチング信号として該コンポジツト信号を
図示のようにスイツチSW1で切換え、端子T1，
T2に交互に与えることにより端子T1，T2にはそ
れぞれ左、右チヤンネル信号Ｌ，Ｒが分離して導
出される。ここに示したのはあくまでも原理的な
ものであつて現実にはスイツチSW1としてはダイ
オード、トランジスタ等を用いたスイツチング回
路が使用され、また補助回路として良好なチヤン
ネルセパレーシヨンを得るためのセパレーシヨン
制御回路等が必要である。 上述からもわかるようにステレオ復調の結果得
られる左、右チヤンネル信号Ｌ，Ｒは原理的にコ
ンポジツト信号に38KHzの矩形波を乗じた形とな
る。 しかしながら、矩形波は基本波だけでなく高次
の高調波を多く含んだ波形であり、復調信号中に
それら高調波が混入されるばかりでなく、もし入
力コンポジツト信号中にその矩形波の高調波に相
当する成分があればそれを復調することになり、
ビート障害の発生や雑音の混入を招き、さらには
Ｓ／Ｎを劣化させたり、再生信号を著しく聴きづ
らくしたりする。 これに対し他の復調方式として正弦波スイツチ
ングあるいは正弦波復調などと呼ばれる方式があ
る。この方式は高次の高調波を含まない純正弦波
の復調用キヤリアを入力コンポジツト信号に乗じ
左、右チヤンネル信号を分離抽出するものであ
る。こ場合、復調しようとする信号成分以外につ
いての復調能力は持つていないので、原理的にビ
ート障害の発生や雑音の混入のおそれはない。 しかしながら、この方式では高価なアナログ乗
算器を必要とするが、このアナログ乗算器自体の
特性、特に直線性やＳ／Ｎおよびダイナミツクレ
ンジ等に問題があつて、現時点では良好な結果の
得られるものの入手が困難であることなどによつ
て、この方式のものは実用に供されていない。 今日のステレオ復調回路はほとんど先に述べた
矩形波スイツチング方式を採用しており、前述し
た高調波復調による問題を避けるため、アンチバ
ーデイフイルタと呼ばれるローパスフイルタでコ
ンポジツト信号から不要高周波成分（例えば隣接
局により生る100KHzの干渉ひずみ成分等）を除
去してからスイツチングを行なうようにしてい
た。この場合、コンポジツト信号がローパスフイ
ルタを通るため、メイン信号であるＬ＋Ｒの和信
号（コンポジツト信号の50〜15000Hzに存在する）
とサブ信号であるＬ−Ｒの差信号（コンポジツト
信号に38KHzのサブキヤリアの変調成分として存
在する）との間に位相差を生じ、復調信号にセパ
レーシヨンの劣化を生じたり、復調後の再生音質
を悪化させたりするという新たな問題を生じてい
た。 また、上述したアンチバーデイフイルタを用い
ない方式として、38KHzのスイツチング信号の第
３高調波（114KHz）でコンポジツト信号をスイ
ツチングする回を設けてビート成分のみを抽出し
この信号を適宜レベル調整してステレオ復調出力
Ｌ，Ｒ中にあるビート成分から減算し同成分をキ
ヤンセルする方式もあるが、この場合も第３高調
波に係るビート成分に対してしか効果がないとい
う欠点がある。 一方、上述においては主としていわゆるスイツ
チング方式によるステレオ復調について説明した
が、ステレオ復調方式にはこの他にいわゆるマト
リクス方式による復調がある。この場合にも実質
的には第２図に示すようにコンポジツト信号をス
イツチSW2により38KHzの復調用キヤリアでスイ
ツチングして交互に極性を切換えて差動回路Ｄに
与えてＬ−Ｒの差信号を取り出し、これをマトリ
クス回路Ｍに与えてコンポジツト信号中のＬ＋Ｒ
の和信号成分との和および差をとり、左、右チヤ
ンネル復調出力Ｌ，Ｒを得ることになり、上述の
スイツチング方式の場合と同様コンポジツト信号
を38KHzでスイツチングすることに変りはない。
なお、第２図におけるスイツチSW2と差動回路Ｄ
は具体的にはダイオード等のスイツチング回路と
差動増幅器の組合せ、またはダブルバランスドミ
キサ等の形で構成される。 このように従来のステレオ復調回路ではいかな
る方式を用いた場合にもスイツチングに伴なう問
題が生じていた。 このスイツチング復調時にスイツチング信号に
含まれる高調波成分に同期する成分をも復調して
しまうという現象はFMステレオ受信機における
ステレオ復調回路に限らず、振幅変調成分を同期
検波する場合には多かれ少なかれ問題となつてい
た。 〔発明の目的〕 本発明は振幅変調信号を同期検波するに際し復
調用キヤリアの高調波成分による影響を低減し実
質的にほぼ基本波成分のみによる同期検波をアナ
ログ乗算器を必要としない簡単な構成で実現し得
る復調回路を提供することを目的としている。 〔発明の概要〕 本発明は振幅変調信号の同期検波に際し、多く
の問題を持つにもかかわらず従来多用されていた
矩形波スイツチングに代えて原理的に優れた特性
を有する正弦波スイツチングをスイツチング動作
のみによつて近似的に実現することにより上記目
的を達成するものである。すなわち本発明におい
ては、本来正弦波によるスイツチングが理想的で
あるが現実には正弦波的なスイツチング動作はあ
り得ないことにかんがみ、矩形波的なスイツチン
グ動作を並列的または直列的に合成し実質的に階
段状の近似正弦波を乗算したのと同等の結果をア
ナログ乗算器を用いることなく通常のスイツチ回
路により得るものであつて、互いに直列的または
並列的に設けられ、入力振幅変調信号をスイツチ
ングするための少なくとも２つのスイツチ回路
と、クロツク信号をカウントして２進カウント値
を出力する２進カウンタおよびこの２進カウンタ
の所定桁の出力を論理合成する論理回路を有し、
前記スイツチ回路を動作させるための予定のスイ
ツチング信号を生成するスイツチング信号生成手
段と、前記スイツチ回路の出力および入力信号の
少なくとも１つを他の信号に対して相対的にレベ
ル調整するレベル調整手段とを具備し、前記振幅
変調信号に、０からπ／４までの期間は第１の極
性の第１の振幅、π／４から3π／４の期間は前
記第１の極性の前記第１の振幅より大きな第２の
振幅、3π／４からπの期間は前記第１の極性の
前記第１の振幅、πから5π／４までの期間は第
２の極性の前記第１の振幅、5π／４から7π／４
の期間は前記第２の極性の前記第２の振幅、
7π／４から2πの期間は前記第２の極性の前記第
１の振幅の階段状波形からなる近似正弦波を乗算
したのと同等の合成出力を得ることを特徴として
いる。 〔発明の実施例〕 第３図に本発明をFMステレオ受話機の復調回
路に適用した第１の実施例の構成を模式的に示
す。 ここで説明する実施例は第２図に示したマトリ
クス方式の構成においてサブチヤンネルを復調し
てＬ−Ｒを抽出する部分に本発明を適用したもの
で、同実施例においては、階段状の近似正弦波を
得るため８次のウオルシユ関数変換によるウオル
シユ関数波形を合成するようにしている。 第３図において、１はコンポジツト信号が入力
される入力端子、２，３は入力端子１に入力され
たコンポジツト信号をスイツチングするスイツチ
回路、４，５はそれぞれスイツチ回路２，３によ
りコンポジツト信号が交互に極性が切換えられて
与えられる差動増幅器、６は差動増幅器４の出力
レベルを調整して差動増幅器５の出力との間のレ
ベル関係を所定のレベル関係とするアツテネー
タ、７はアツテネータ６の出力と差動増幅器５の
出力を加算合成する加算器、８は復調されたサブ
チヤンネル成分Ｌ−Ｒが導出される出力端子であ
る。出力端子８に導出された信号はマトリクス回
路に与えられメインチヤンネル成分Ｌ＋Ｒと加減
算され左右チヤンネル信号Ｌ，Ｒに分離される。 ここで、上述におけるスイツチ回路２，３に用
いられるスイツチング信号について説明する。 第４図にウオルシユ関数波形を得るための例え
ば８×38KHzのクロツクパルスCL、このクロツ
クパルスCLをもとにして得たウオルシユ関数第
４、第２、第１、第６、第７波形W4，W2，W1，
W6，W7、ウオルシユ関数第７波形W7を極性変
換した波形7、および最終的に合成される階段
波状の近似正弦波Wsの波形をそれぞれ示す。 第３図に示したスイツチ回路２および３にはそ
れぞれ第４図に示したウオルシユ関数波形のうち
W7およびW1の波形がスイツチング信号として所
定のタイミングで与えられスイツチングが行なわ
れる。 今、説明を容易にするために入力端子１の入力
信号を「１」としアツテネータ６の減衰比を１／
（１＋√２）≒１／2.4とすると、第４図に示す時
刻t0〜t5の各時刻間に対するスイツチ回路２，３
の動作および加算器７で合成された出力端子８の
出力は次表で示される。
本発明によれば、直列または並列的に設けられ
る少なくとも２つのスイツチ回路と、クロツク信
号をカウントする２進カウンタおよびこの２進カ
ウンタの所定桁の出力を論理合成する論理回路を
有するスイツチング信号生成手段と、前記スイツ
チ回路の出力および入力信号の少なくとも１つを
他の信号に対して相対的にレベル調整するレベル
調整手段とを具備する簡単な構成で、入力振幅変
調信号に対する前記スイツチ回路の矩形波スイツ
チングにより、搬送波の５次以下の高調波成分を
含まない実質的に略正弦波に匹敵する階段状波形
の乗算に相当する復調を実現することができる。
したがつて、簡単な構成であるにもかかわらず、
搬送波の第３および第５高調波成分を全く含ま
ず、更に高次の高調波成分の混入も極めて少ない
良好な復調出力が得られる。
る少なくとも２つのスイツチ回路と、クロツク信
号をカウントする２進カウンタおよびこの２進カ
ウンタの所定桁の出力を論理合成する論理回路を
有するスイツチング信号生成手段と、前記スイツ
チ回路の出力および入力信号の少なくとも１つを
他の信号に対して相対的にレベル調整するレベル
調整手段とを具備する簡単な構成で、入力振幅変
調信号に対する前記スイツチ回路の矩形波スイツ
チングにより、搬送波の５次以下の高調波成分を
含まない実質的に略正弦波に匹敵する階段状波形
の乗算に相当する復調を実現することができる。
したがつて、簡単な構成であるにもかかわらず、
搬送波の第３および第５高調波成分を全く含ま
ず、更に高次の高調波成分の混入も極めて少ない
良好な復調出力が得られる。
第１図および第２図は従来の復調回路を説明す
るための原理構成図、第３図は本発明の第１の実
施例の原理的構成を模式的に示すブロツク図、第
４図は同実施例を説明するための波形図、第５図
は同実施例の効果を説明するためのスペクトラム
分析結果を示す図、第６図は本発明の第２の実施
例の原理的構成を模式的に示すブロツク図、第７
図は両実施例に用いるスイツチング信号の発生回
路の一例を示すブロツク図、第８図は本発明のそ
の他の実施例の原理的構成を模式的に示すブロツ
ク図である。 ２，３，９，１２，２２，２３…スイツチ回
路、４，５，１０……差動増幅器、６，１１，２
１……アツテネータ、７，２４，２５……加算
器、１７……カウンタ、１８，１９……エクスク
ルーシブオアゲート、２６……セパレーシヨン制
御回路。
るための原理構成図、第３図は本発明の第１の実
施例の原理的構成を模式的に示すブロツク図、第
４図は同実施例を説明するための波形図、第５図
は同実施例の効果を説明するためのスペクトラム
分析結果を示す図、第６図は本発明の第２の実施
例の原理的構成を模式的に示すブロツク図、第７
図は両実施例に用いるスイツチング信号の発生回
路の一例を示すブロツク図、第８図は本発明のそ
の他の実施例の原理的構成を模式的に示すブロツ
ク図である。 ２，３，９，１２，２２，２３…スイツチ回
路、４，５，１０……差動増幅器、６，１１，２
１……アツテネータ、７，２４，２５……加算
器、１７……カウンタ、１８，１９……エクスク
ルーシブオアゲート、２６……セパレーシヨン制
御回路。
Claims (1)
- １ 振幅変調信号を同期検波する復調回路におい
て、互いに直列的または並列的に設けられ、入力
振幅変調信号をスイツチングするための少なくと
も２つのスイツチ回路と、クロツク信号をカウン
トして２進カウント値を出力する２進カウンタお
よびこの２進カウンタの所定桁の出力を論理合成
する論理回路を有し、前記スイツチ回路を動作さ
せるための予定のスイツチング信号を生成するス
イツチング信号生成手段と、前記スイツチ回路の
出力および入力信号の少なくとも１つを他の信号
に対して相対的にレベル調整するレベル調整手段
とを具備し、前記振幅変調信号に、０からπ／４
までの期間は第１の極性の第１の振幅、π／４か
ら3π／４の期間は前記第１の極性の前記第１の
振幅より大きな第２の振幅、3π／４からπの期
間は前記第１の極性の前記第１の振幅、πから
5π／４までの期間は第２の極性の前記第１の振
幅、5π／４から7π／４の期間は前記第２の極性
の前記第２の振幅、7π／４から2πの期間は前記
第２の極性の前記第１の振幅の階段状波形からな
る近似正弦波を乗算したのと同等の合成出力を得
ることを特徴とする復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129882A JPS58209244A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129882A JPS58209244A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58209244A JPS58209244A (ja) | 1983-12-06 |
| JPS637064B2 true JPS637064B2 (ja) | 1988-02-15 |
Family
ID=14022559
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9129882A Granted JPS58209244A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58209244A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5015963A (en) * | 1989-09-29 | 1991-05-14 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Synchronous demodulator |
| US5550507A (en) * | 1995-10-03 | 1996-08-27 | U.S. Philips Corporation | Demodulator employing cyclic switching of the gain factor of an operational amplifier between different predetermined values |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5853806B2 (ja) * | 1979-01-23 | 1983-12-01 | 日本ビクター株式会社 | Ｆｍステレオ信号の復調方法及び装置 |
-
1982
- 1982-05-31 JP JP9129882A patent/JPS58209244A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58209244A (ja) | 1983-12-06 |
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