JPS5853806B2 - Ｆｍステレオ信号の復調方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は優れた妨害排除特性を有するＦＭステレオ信号
の復調方法及びその装置を提供することを目的としてな
されたものである。

ＦＭステレオ信号の復調に際して用いられるステレオ復
号信号が高調波歪成分を含んでいると、このステレオ復
号信号中の高調波歪成分と複合ステレオ信号中に含まれ
ている不要な信号成分や雑音成分とが掛算されることに
より、復調信号中に可聴周波の妨害信号や雑音を生じさ
せることがある。

例えば、５８ＫＨｚの基本周波数を有するステレオ復号
信号が、それの第３次高調波底分（１１４ＫＨｚｆｆ分
）を含んでおり、また、復調の対象とされている複合ス
テレオ信号中に１１４ＫＨｚ付近の周波教戒外を有する
不要信号が含まれていたとした場合には、復調動作にお
ける前記両信号の掛算の結果として、前記したステレオ
復号信号の第３次高調波底分と複合ステレオ信号中の１
１４ＫＨｚ付近の不要信号との掛算により可聴周波の妨
害信号が復調信号中に生じる。

上記の問題は、ステレオ復号信号として正弦波信号を用
いることによって解決できる筈なのであるが、実際には
正弦波のステレオ復号信号での復調にスイッチング技術
を用いることはできず、リニア回路で復調しなければな
らないが、この場合にも正弦波の復号信号の振幅歪やそ
れに含まれている雑音が復調信号に影響を与えるし、ま
た、復調器自身でも歪を発生し易いので、結局、ステレ
オ復号信号として正弦波信号を用いたとしても上述のよ
うな問題点は解決できないのである。

そして、良好な直線性と高いＳ／Ｎが要求されるＦＭス
テレオ復調器としては、従来から、デユーティ比が５０
％の３８ＫＨｚの矩形波信号をステレオ復号信号として
用いたスイッチング技術応用の復調器が用いられて来た
。

第１図は、ステレオ復号信号の発生部分にフェーズ・ロ
ックド・ループＰＬＬ（以下、単にＰＬＬと記載する）
が用いられている従来のＦＭステレオ信号の復調部分の
一例構成を示すブロック図であって、この第１図におい
てＶＣＯは制御信号の印加によって発振周波数が変化す
る制御可能な発振器（例えば、電圧制御発振器、電流制
御発振器）であり、この発振器■ＣＯはパイロット信号
の周波数（１９ＫＨｚ）の４倍の基本周波数７６ＫＨｚ
の発振波を出力する。

発振器■ＣＯの発振波は分周器Ｄｉｖ１によりｉに分周
されて３８ＫＨｚのステレオ復号信号としてステレオ復
調部２に供給されると共に、分周器Ｄｉｖ２にも与えら
れ、前記の３８ＫＨｚの信号は分周器Ｄ ｉＶ２によっ
て百に分周された１９ＫＨｚの比較波として位相比較器
ＰＣに与えられる。

前記の位相比較器ＰＣは、端子１に供給されている複合
ステレオ信号中のパイロット信号を基準波とする位相比
較動作を行なって、誤差信号を低域濾波器ＬＰＦに与え
、低域濾波器ＬＰＦを通過した信号は直流増幅器ＤＡで
増幅され、発振器ｖＣＯに対してそれの制御信号として
与えられる。

前記した発振器■ＣＯ→分周器Ｄｉｖｌ→分周器Ｄ ｉ
ｖ２→位相比較器ＰＣ→低域濾波器Ｌ Ｐ Ｆ−４流増
幅器ＤＡ→発振器■ＣＯからなるループは、周知のＰＬ
Ｌを構成しており、分周器Ｄｉｖ１からの３８ＫＨｚの
矩形波信号が分局器Ｄ ｉＶ２によって百に分周された
１９ＫＨｚの矩形波信号が、端子１を介して位相比較器
ＰＣへ基準波として与えられているパイロット信号と同
一周波数で、かつ基準波に対して９０°の位相差を有す
る信号となるように制御される。

ＰＬＬが端子１に与えられている基準波に対してロック
した動作状態となされた場合には、分局器Ｄｉｖ、から
出力される矩形波信号は、パイロット信号の２倍の基本
周波数３８ＫＨｚを有すると共に、入力される複合ステ
レオ信号と所定の位相関係を有するステレオ復号信号と
なる。

前記したＰＬＬにおける分周器Ｄｉｖｌからステレオ復
調部２へ供給されるステレオ復号信号は第２図ａ図示の
ような基本周波数が３８ＫＨｚで、・かつ、チューティ
比が５０％の矩形波信号であって、このステレオ復号信
号はその振幅レベルを±Ａとしてフーリエ展開すると次
の（１）式で示されるものとなる。

ただし、Ｑ）３８はステレオ復号信号の角周波数を示す
。

上記の（１）式より明らかなように、第１図示の従来の
ステレオ復調部に供給されているステレオ復号信号は、
基本波の奇数次高調波成分を含んでおり、例えばその３
次高調波戒分は基本波成分の圭のレベルとなっている。

したがって、このステレオ復号信号が供給されているス
テレオ復調部２において復調の対象とされ、端子３に与
えられている複合ステレオ信号中に、ステレオ復号信号
の基本周波数の３倍の周波数付近の周波数成分（１１４
ＫＨｚ付近の周波数成分）を有する不要信号や雑音が含
まれていると、ステレオ復調部２内で行なわれる複合ス
テレオ信号成分とステレオ復号信号との掛算による復調
動作時に、復調信号中にスプリアス妨害を生じたり、復
調信号のＳ／Ｎを劣化させてしまうことになる。

一般に、ＦＭＭ信機の中間周波帯域中は復調歪との関係
等によって、帯域中心から±１００ＫＨｚ以内にするこ
とは困難であり、そのために、隣接チャンネルのＦＭ放
放送波外分ＦＭ復調器に入力され、その結果、ＦＭ復調
信号の高域、すなわち、前記の隣接チャンネルの周波数
間隔に相当する周波数（例えば、隣接周波数が１００Ｋ
Ｈｚ離れている場合にはＦＭ復調信号の１００ＫＨｚ）
を中心にした周波数帯に不要信号が発生するが、上記し
たステレオ復号信号における奇数次高調波の内でその３
次高調波威分はレベルが一番犬きいことと併わせで、そ
の周波数値が１１４ＫＨｚであることから、これの存在
によって特にスプリアス妨害を発生し易く、その対策が
望まれていた。

なお、第１図中のステレオ復調部２は、その入力端子３
に対して、左側信号（Ｉ、）と右側信号（Ｒ）との和信
号（Ｌ十Ｒ）よりなる主チヤンネル信号と。

左側信号（Ｌ）と右側信号（Ｒ）との差信号（Ｌ−Ｒ）
を信号波として搬送波を振幅変調して得た搬送波抑圧振
幅変調波よりなる副チャンネル信号とを少なくとも含ん
で構成されている複合ステレオ信号が供給されており、
ステレオ復調部２では前記の複合ステレオ信号と、ＰＬ
Ｌから供給されているステレオ復号信号との掛算を行な
って、差信号（Ｌ−Ｒ）成分と、反転差信号（Ｒ−Ｌ）
成分とを作り、また、前記の差信号（Ｌ−Ｒ）成分と反
転差信号（Ｒ−Ｌ ）成分と、複合ステレオ信号とをマ
トリクス合成して、端子４には右側信号（Ｒ）が、端子
５には左側信号（Ｌ）がそれぞれ個別に出力されうるよ
うに構成されているのである。

さて、前記したＰＬＬにおける位相比較器ＰＣは、基準
波となる第２図Ｃ図示の１９ＫＨｚのパイロット信号Ｓ
ｐと、第２図す図示の１９ＫＨｚの比較波とを掛算して
誤差信号を出力するというような位相比較動作を行なう
が、パイロット信号Ｓｐに掛けられる比較波となる第２
図す図示の矩形波信号は、その振幅レベルを±Ｂとして
フーリエ展開すると次（７）（２）式で示されるものと
なる。

ただし、ω１．は比較波の基本角周波数であり、これは
ＰＬＬがロックしている状態においてはパイロット信号
の角周波数に等しい。

前記した（２）式より明らかなように、第１図示の従来
のステレオ復号信号の発生回路として用いられているＰ
ＬＬにおける位相比較器ＰＣへ供給されていた比較波は
、基本波成分の百のレベルで有する５次高調波（９５Ｋ
Ｈｚ） ｆ’Ｒ分と、基本波の７のレベルを有する７次
高調波（１３３ＫＨｚ ）成分を含んでいる。

そして、上記した高調波成分は、既述のようにＦＭ復調
器からの出力信号（端子１への入力信号）中に例えば１
００ ＫＨｚ付近の周波数成分を有する不要信号が含ま
れている場合に、その不要信号は比較器ＰＣからの出力
信号中にスプリアス妨害成分を発生させる要因となる。

前記の妨害成分の大部分は、位相比較器ＰＣに後続され
ている低域濾波器ＬＰＦによって除去されるが、端子１
への入力信号中に９５ＫＨｚ付近あるいは１３３ＫＨｚ
付近の周波数値を有する不要信号が含まれている場合に
は、比較器ＰＣの出力信号中に生じるスプリアス妨害成
分が直流に近い低周波数を有するものとなって、これが
低域濾波器ＬＰＦを通過し、発振器■ＣＯに制御信号と
して加えられてしまうので、発振器■ＣＯからは前記し
た不要な制御信号によって位相変調された発振波が送出
されることになり、結局、ステレオ復号信号も位相変調
を受けたものとなって、これがステレオ復調信号中に妨
害成分を生じさせてしまうことになり、上記の原因によ
る妨害成分の発生も高忠実度再生に対して大きな支障を
与えていた。

本発明のＦＭステレオ信号の復調方法及び装置は上記し
た従来装置における諸問題点を解消するためになされた
ものであって、以下、本発明の内容を添付図面を参照し
ながら詳細に説明する。

第３図は、本発明のＦＭステレオ信号の復調方法を実施
してＦＭステレオ信号を復調しうるＦＭステレオ信号の
復調部分の一実施態様のもののブロック図であって、こ
の第３図において、破線枠ＰＳＳで囲んで示されている
ステレオ復号信号発生回路ＰＳＳの部分は、端子１に供
給される複合ステレオ信号中のパイロット信号に対して
、基本周波数ならびに位相がそれぞれ所定の関係にある
ステレオ復号信号を形成させるべき特殊な２つの矩形波
信号をステレオ復調部２に供給できるようなものとなる
ように、全体としてＰＬＬの構成形態をとるようになさ
れており１図中においてＳＣは信号形成回路、ＧＣはゲ
ート回路である。

また。このステレオ復号信号発生回路ＰＳＳの部分には
、位相比較器ＰＣにおけ茗比較動作に伴なって生じる既
述したような問題点を良好に解消させることができるよ
うな構成（この点についての詳細は後述されている）を
備えている。

また、ステレオ復調部２は、端子３に供給される複合ス
テレオ信号と、前記したステレオ復号信号発生回路ＰＳ
Ｓから端子６，７に供給される特殊な２つの矩形波信号
とを掛は合わせて、副チャンネルの差信号（Ｌ−Ｒ）成
分、あるいは反転差信号（Ｒ−Ｌ ）成分を復調するス
テレオ復調器ＦＤと、前記した端子３に供給されるステ
レオ複合信号と、前記のステレオ復調器ＦＤの出力端子
８．９から送出された副チャンネルの差信号（Ｌ−Ｒ）
ｆｆ分や副チャンネルの反転差信号（Ｒ−Ｌ：成分など
をマトリクス合成して、左側信号（Ｌ）と右側信号（Ｒ
）とを出力端子５，４に送出するマトリクス回路ＭＸと
によって構成されている。

まず、前記した第３図示のＦＭステレオ信号の復調部分
におけるステレオ復調器ＦＤの復調動作と関連して、本
発明の具体的内容について説明する。

全体としてＰＬＬ構成となされているステレオ復号信号
発生回路ＰＳＳにおいて、ＶＣＯは例えば電圧制御発振
器（ＶＣＯ）または電流制御発振器（ＣＣＯ）のような
制御可能な発振器■Ｃ０（ＶＣＯ，ＣＣ０）の如何を問
わず符号としてはＶＣＯを用いることとする）であり、
この制御可能な発振器■ＣＯでは、ステレオ復調器ＦＤ
における復調動作時に当って必要とされるステレオ復号
信号の基本周波数に対して予め定められた整数倍の基本
周波数を有すると共に、パイロット信号に対して所定の
位相関係を有するような発振波を発生しうるようになさ
れている。

前記した制御可能な発振器■ＣＯからの発振波が与えら
れる信号形成回路ＳＣは、ステレオ復号信号の基本周波
数（３８ＫＨｚ）の２倍の基本周波数（７６ＫＨｚ）を
有し、かつ、予め定められた所定のデユーティ比（Ｚあ
るいは上のデユーティ比）３ を有する如き第４図ａ図（あるいは第４図す図）のよう
な非対称矩形波信号Ｓ１（またはＳｌ）を出力して、こ
れをゲート回路ＧＣと分周器Ｄ ｉｖ １（第１の分局
器Ｄｉｖ１）とステレオ復調器Ｆ’Ｄの端子６とに与え
る。

分周器Ｄ ｉｖｌは、前記した信号形成回路ＳＣから送
出された非対称矩形波信号Ｓ１（またはＳｌ）をそれと
所定の位相関係を有する状態で７に分周する分局器であ
って、この分周器Ｄ ｉｖ １からは第４図Ｃ９ｄ図に
示すように、ステレオ復号信号と等しい基本周波数（３
８ＫＨｚ）を有すると共に、デユーティ比が５０％の矩
形波信号Ｓ２あるいは耳を出力（実際には信号Ｓ２と「
との両信号が平衡出力として出される場合が多い）して
、それをステレオ復調器ＦＤの端子７に与える。

ステレオ復調部２におけるステレオ復調器ＦＤは、端子
３に供給されている複合ステレオ信号と、端子６に供給
されている非対称矩形波信号Ｓ１と、端子７に供給され
ている矩形波信号Ｓ２及びまたはＳ２から得られる第４
図ｅ図（または第４図ｆ図）示のような対称矩形波信号
Ｓ３とを掛算して、副チャンネルの差信号（Ｌ−Ｒ）成
分あるいは反転差信号（Ｒ−Ｌ）ｆｆ１分を復調して出
力端子８に送出し、また、前記と同様にして、端子３に
供給されている複合ステレオ信号と、端子６に供給され
ている非対称矩形波信号Ｓ１と、端子７に供給されてい
る矩形波信号Ｓ２及びまたはＳ２から得られる対称矩形
波信号Ｓ３とを掛算して、副チャンネルの反転差信号（
Ｒ−Ｌ ）成分あるいは差信号（Ｌ−Ｒ）成分を復調し
て出力端子９に送出する。

前記したステレオ復調器ＦＤの出力端子８，９から送出
された復調成分はマトリクス回路ＭＸに与えられ、この
マトリクス回路ＭＸにおいて前記の復調成分は、端子３
に与えられている複合ステレオ信号中の主チヤンネル信
号（和信号（Ｌ十Ｒ）成分）とマトリクス合成されて、
マトリクス回路ＭＸから出力端子５には左側信号巾が、
また、出力端子４には右側信矧りがそれぞれ送出される
。

上記のように、複合ステレオ信号に非対称矩形波信号Ｓ
１と、矩形波信号Ｓ２及びまたはＳ２から得られる対称
矩形波信号Ｓ３とを掛算するということは、複合ステレ
オ信号に対して、非対称矩形波信号Ｓ１と対称矩形波信
号Ｓ３との積信号である第４図ｇ図示のような信号Ｓ４
を掛は合わせることと等価であり、また、複合ステレオ
信号に非対称矩形波信号Ｓ１と対称矩形波信号Ｓ３とを
掛算するということは、複合ステレオ信号に対して、非
対称矩形波信号Ｓ１と対称矩形波信号Ｓ３との積信号で
ある第４図り図示のような信号Ｓ４を掛は合わせること
と等価であり、結局、前記の信号Ｓ４またはＳ４がステ
レオ復号信号となるのである。

前記した信号Ｓ４と信号Ｓ４とは互いに逆位相の信号で
あり、前記の２信号Ｓ４． Ｓ、は、その基本周波数は
副チャンネル信号における抑圧された搬送波の周波数と
等しい周波数（３８ＫＨｚ）を有していると共に、３つ
のレベルを有する対称波形信号である。

上記のように本発明においてステレオ復号信号として用
いられる信号Ｓ４． Ｓ、は、その詳細な波形が第５図
の波形図に示されるようなものであり、その振幅レベル
をＨとし、また、周期をＴとし、基本角周波数をωおと
すると、第５図示の波形を有する信号は次の（３）式で
示されるものとなる（ただし、（３）式では位相の項の
記載が省略されている）。

前記の（３）式より明らかなように、本発明においてス
テレオ復音信号として使用される第５図示のような波形
を有する信号Ｓ、、Ｓ、 （第４図ｇ、ｈ図示の信号
）は、偶数次高調波成分と、第３次及びその倍数次の高
調波成分などを全く含んではいないから、本発明による
ＦＭステレオ信号の復調方法及び装置においては、ステ
レオ復号信号の第３次高調波（１１４ＫＨｚ ）付近の
周波数成分を有する不要信号が、たとえ複合ステレオ信
号中に含まれていたとしても、それが復調信号中にスプ
リアス妨害を発生させるようなことになく、したがって
、本発明によれば従来の問題点が良好に解決できること
は明らかである。

次に、前記したようなステレオ復調動作に関与する各構
成部分の具体的な構成例などについて説明する。

制御可能な発振器■ＣＯは、第４図ｇ。ｈ図示のような
波形を有する信号Ｓ４．Ｓ４が、ステレオ復号信号とな
りうるように、すなわち、信号Ｓ４．Ｓ４が副チャンネ
ル信号における抑圧された搬送波と等しい基本周波数を
有すると共に、所定の位相関係を有しているものとなる
ように、それの発振周波数や位相が制御信号によって制
御されるものであるが、この発振器■ＣＯの発振周波数
は発振器■ＣＯに後続されるべき信号形成回路ＳＣの構
成態様の如何に応じてそれぞれ所定のように定められる
。

すなわち、信号形成回路ＳＣとして上分周器（３進カウ
ンタ）が用いられた場合には、制御可能な発振器■ＣＯ
はそれの発振周波数がステレオ復号信号の基本周波数の
６倍の周波数値（２２８ＫＥωとなされるのであり、こ
の時に信号形成回路ＳＣからは、第４図ａ図（または第
４図す図）示のように、ステレオ復号信号の基本周波数
の２倍の基本周波数を有し、かつ、２／３（あるいはｌ
／３）のデユーティ比を有する非対称矩形波信号Ｓ１（
またはＳｌ）が得られる。

また、発振器■ＣＯに後続する信号形成回路ＳＣとして
、単安定マルチバイブレータを用いた時は、発振器■Ｃ
Ｏの発振周波数をステレオ復号信号の基本周波数の２倍
とし、信号形成回路ＳＣに用いられる単安定マルチバイ
ブレータを発振器■ＣＯの発振波によってトリガさせて
、単安定マルチバイブレータから第４図ａ図または第４
図す図示のような非対称矩形波信号Ｓ１（またはＳｔ）
を得るようにする。

さらに、信号形成回路ＳＣとして、予め定められたしき
い値においてオン、オフされるようになされたスイッチ
回路が用いられた場合には、発振器■ＣＯよりステレオ
復号信号の基本周波数の２倍の繰返し周波数を有するの
こぎり波信号を出力させて信号形成回路ＳＣに与え、信
号形成回路から第４図ａ図または第４図す図示のような
非対称矩形波信号Ｓ０（またはＳｌ）を出力させること
ができるのである。

次に、分周器Ｄ ｉｖ １としては例えば通常のフリツ
１ プフロツプを用いて構成された百分周器が使用できる（
後述される分周器Ｄｉｖ、（第２の分周器Ｄｉｖ２）に
ついても同様である）のであり、分局器Ｄｉｖ１ではそ
れに人力された非対称矩形波信号Ｓ。

ｌ （またはＳｌ）を百に分周して、既述のように第４図ｃ
、ｄ図に示すような矩形波信号Ｓ２．Ｓ２の何れか一方
の信号または双方の信号の平衡出力を送出する。

この分周器Ｄｉｖ１はそれに信号形成回路ＳＣから供給
される人力信号の形態に応じて、入力信号の立上がりの
時点で出力が反転するような構成形態のものが、あるい
は入力信号の立下がりの時点で出力が反転するような構
成のものか、の何れか適当な構成形態のものが選択使用
される（分周器Ｄｉｖ１の分周動作によって信号に遅れ
が生じない場合には、前記した何れの構成形態の分周器
でも同様に使用可能である）。

ステレオ復調器ＦＤは、既述したように端子３に供給さ
れた複合ステレオ信号に、信号形成回路ＳＣから出力さ
れた非対称矩形波信号Ｓ１と、分周器Ｄ Ｉ Ｖｌから
出力される矩形波信号Ｓ２．Ｓ２より得られる対称矩形
波信号Ｓ３あるいはＳ３とを掛合わせて、それらの各信
号の積信号を得る機能を有するものであるが、前記の積
信号が得られるようにする際における、各信号間の掛算
の順序の違いや、掛算に用いられる信号の極性の違いな
どに応じてこのステレオ復調器ＦＤは種々様々な構成態
様のものとして実現され得るのである。

第６図は、ステレオ復調器ＦＤの一例構成のもののブロ
ック図であって、第６図においてＵＭはスイッチングに
よる一般的な掛算器（以下、不平衡掛算器という）であ
り、この不平衡掛算器ＵＭでは、端子３に供給された複
合ステレオ信号と、信号形成回路ＳＣから端子６に供給
された非対称矩形波信号Ｓ１とを掛算して、その出力信
号を平衡掛算器ＢＭに与える。

平衡掛算器ＢＭには、前記した不平衡掛算器ＵＭにおけ
る前記の積信号と、分周器Ｄｉ■１から端子１に与えら
れる矩形波信号Ｓ２．Ｓ２の一方または双方（２つの矩
形波信号Ｓ２．Ｓ２が与えられる場合には、互いに逆位
相の２つの信号Ｓ２．Ｓ２が、それぞれ個別の端子を介
して平衡乗算器ＢＭに個別的に与えられるものであるが
、第６図においては、入力端子の機能を表わすシンボル
として１個の端子１だけを示している。

端子についてのこのような図示表現の仕方は、第７図以
降の図についても採用されている。

）などの各信号が与えられて、この平衡掛算器ＢＭでは
、不平衡掛算器ＵＭから出力された積信号に対して、分
周器Ｄｉｖ１からの矩形波信号Ｓ２．Ｓ２が対称矩形波
信号Ｓ３．Ｓ３のような波形成分を有するものとして掛
算が行なわれ、出力端子８，９には副チャンネルの差信
号（Ｌ−Ｒ）成分と反転差信号（Ｒ−Ｌ）成分とが復調
信号としてそれぞれ個別に送出される。

なお、ステレオ復調器ＦＤの他の構成例としては、例え
ば、複合ステレオ信号と非対称矩形波信号Ｓ１との積信
号を出力する第１の不平衡掛算器と、前記第１の不平衡
掛算器の出力信号と矩形波信号Ｓ２とを掛算する第２の
不平衡掛算器と、前記第１の不平衡掛算器の出力信号と
矩形波信号Ｓ２とを掛算する第３の不平衡掛算器と、前
記第２の不平衡掛算器の出力信号から、前記第３の不平
衡掛算器の出力信号を減算する減算器とによって構成さ
れたもの、あるいは、例えば複合ステレオ信号が入力さ
れる第１、第２の不平衡掛算器における第１の不平衡掛
算器には矩形波信号Ｓ２を与え、また、前記第２の不平
衡掛算器には矩形波信号Ｓ２を与えて、前記した第１の
不平衡掛算器の出力信号はそれを第３の不平衡掛算器に
おいて非対称矩形波信号Ｓ１と掛算し、さらに、前記し
た第２の不平衡掛算器の出力信号はそれを第４の不平衡
掛算器において非対称矩形波信号Ｓ１と掛算し、前記し
た第３の不平衡掛算器の出力信号から、前記した第４の
不平衡掛算器の出力信号を減算して所要の復調信号が得
られるようにしたもの、などの他、例えば、複合ステレ
オ信号と、対称矩形波信号Ｓ３．Ｓ、とを掛算する平衡
掛算器と、前記の平衡掛算器からの平衡出力信号を非対
称矩形波信号「７がスイッチ駆動信号として与えられる
スイッチ回路とによって構成されたもの、あるいはまた
、複合ステレオ信号が供給されることにより、それと同
相の出力信号と逆相の出力信号とを出力しうる位相分割
器と、前記の位相分割器からの２つの出力信号が各個別
の可動接点に与えられる連動２回路３接点構戒の電気（
一般的には電流）スイッチ回路と、加算分配器とを備え
ており、前記の連動２回路３接点構成の電気スイッチ回
路が、非対称矩形波信号Ｓ□と矩形波信号Ｓ２．Ｓ２に
よって切換制御されるようになされたもの、など種々な
構成のものとして実現でき、また、掛算動作によっても
直流分の欠除を生じさせることがないように構成された
ステレオ復調器においては、その構成中に用いられてい
る位相分割器として、位相分割機能とマトリクス機能と
を併わせもっているような構成態様のものを使用して、
後述のようなマトリクス回路の使用を不要とするような
構成態様のものとすることもできるのである。

上述のようなステレオ復調器の端子８，９から得られる
副チャンネルの差信号（Ｌ−Ｒ）成分と反転差信号（Ｒ
−Ｌ）成分とは、端子３から複合ステレオ信号が供給さ
れているマトリクス回路ＭＸに与えられ、マトリクス回
路ＭＸではそれに供給された複合ステレオ信号中の主チ
ヤンネル信号（和信号（Ｌ十Ｒ））と、前記した副チャ
ンネルの差信号（Ｌ−Ｒ）成分と、反転差信号（Ｒ−Ｌ
）成分との間で所要の加減算動作を行ない、ステレオ復
調部２の出力端子５，４に対して、左側信甥りと右側信
号（Ｒ）とを個別に送出する。

前記したステレオ復調器ＦＤにおける復調動作のために
使用されるステレオ復号信号は、既述のように偶数次高
調成分と、第３次高調波及びそれの倍数次高調波成分を
全く含んでいない第４図ｇ。

ｈ図示のような波形を有する信号であるから、複合ステ
レオ信号中に１１４Ｋｆ（ｚ付近の周波数成分の不要信
号を含んでいてもそれによって復調信号中にスフ０１Ｊ
アス妨害を発生させることはないのである。

次に、本発明においては、そのステレオ復号信号発生回
路ＰＳＳの部分においても、既述した従来装置において
問題となった点が良好に解消されうるということについ
て説明する。

第３図中において、ステレオ複合信号発生回路ＰＳＳは
、位相比較器ＰＣ，低減低減器波器Ｆ、直流増幅器ＤＡ
、制御可能な発振器ＶＣＯ１信号形成回路ＳＣ１分周器
Ｉ）ｉｖｌ 、 Ｄｉｖ２ 、ゲート回路ＧＣとによっ
てＰＬＬ構成となされており、ＰＬＬはループ内におけ
る既述した信号形成回路ＳＣから出力される非対称矩形
波信号５ｔ（ｓｔ）と、分周器Ｄｉｖ１から出力される
矩形波信号５２（Ｓ２）に基づいて得られる対称矩形波
信号５３（Ｓ３）との積信号として得られる第４図ｇ、
ｈ図示のステレオ復号信号８４（８４）が、ステレオ復
調器ＦＤにおける所望のステレオ復号信号となりうる周
波数と位相とを有したものとなるように、パイロット信
号にロックして動作する。

さて、既述した従来装置に関して指摘した問題点、すな
わち、従来のステレオ復号信号発生回路を構成するＰＬ
Ｌにおける位相比較器ＰＣにおいて、基準波となる第２
図Ｃ図示のパイロット信号と掛算される比較波は、従来
、（２）式で示されるような信号成分を有する第２図す
図示の比較波が使用されていたことにより、この比較波
に含まれている大きな５次高調波（９５ＫＨｚ ）成分
と、大きな７次高調波（１３３ＫＨｚ）成分の存在によ
って、これと端子１に供給されるＦＭ復調器からの出力
信号中における１００ＫＨｚ付近の周波数成分を有する
不要信号とにより位相比較器ＰＣからの出力信号中には
スプリアス妨害成分が発生していたが、本発明では上記
の位相比較器ＰＣからの出力信号中に生じるスプリアス
妨害成分を実用上問題とならない迄に減少させることが
できるように、位相比較器ＰＣに供給する比較波として
特殊な波形の信号が用いられるのである。

すなわち、第３図において、位相比較器ＰＣにはゲート
回路ＧＣから第４図ｇ図に示すようなデユーティ比が５
／６の非対称矩形波信号８５（あるいは第４図Ｊ図に示
すようなディーティ比が７６の非対称矩形波信号８５）
と、分周器Ｄｉｖ２からの第４図に図あるいは第４図１
図に示されているような矩形波信号Ｓ６あるいはＳ６が
与えられることにより、位相比較器ＰＣに供給される比
較波としては、前記した非対称矩形波信号Ｓ５と、矩形
波信号Ｓ、 、 Ｓ６の一方もしくは双方のものから得
られる第４図ｍ図示のような対称矩形波信号Ｓ７との積
信号である第４図ｎ図示のような３レベルを有する対称
波形信号となされているのである（なお、以下の記載に
おいては、単に、信号Ｓ５、信号８６などのような簡略
化した記載が行なわれることもある）。

第４図ｍ図示図示のような非対称矩形波信号Ｓ５あるい
はＳ５を出力するゲート回路ＧＣは、信号形成回路ＳＣ
から出力される非対称矩形波信号Ｓ１と、分周器Ｄｉｖ
１から出力される矩形波信号Ｓ２．Ｓ２の一方の信号（
一般には、信号Ｓ２．Ｓ２の両信号の平衡出力が分周器
Ｄ ｉ ｖ １から出力されるので、そのどちらか一方
の信号）とが入力されて、信号Ｓ４の基本周波数（繰返
し周波数）と等しい基本周波数を有すると共に、第４図
ｉ図（またはｊ図）に示されているような所定の位相関
係を有するデユーティ比が百の非対称矩形波信号Ｓ７、
あるいはその反転信号Ｓ、を出力しうるような構成を備
えている。

そして、前記したゲート回路ＧＣは、それに対して供給
される入力信号の形態や、それからの出力信号が与えら
れる位相比較器ＰＣの構成（掛算信号の入力端子の極性
など）に応じた所要の信号形態の信号が出力されるよう
に、例えば適当な論理回路によって構成される。

ゲート回路ＧＣからの出力信号を、第４図１図示の信号
Ｓ５としたい場合には、ゲート回路ＧＣをオア回路とし
て、それに信号Ｓ０と信号Ｓ２とを入力させるようにす
るか、あるいはゲート回路ＧＣをナンド回路とし、それ
に信号Ｓ１と信号Ｓ２とを入力させるようにすればよく
、また、ゲート回路ＧＣからの出力信号を第４図ｊ図示
の信号Ｓ、としたい場合には、ゲート回路ＧＣをノア回
路とし、それに信号Ｓ１と信号Ｓ２とを入力させるよう
にするか、あるいはゲート回路ＧＣをアンド回路とし、
それに信号Ｓ１と信号Ｓ２とを入力させるようにすれば
よいのである。

分周器Ｄｉｖ２は、分周器Ｄｉｖｔからの矩形波信号
１ ８２（８２）を吾に分周して、第４図に、７図示のよう
なデユーティ比５０係の矩形波信号ｓａ（’９を出力し
てそれを位相比較器ＰＣに供給する。

分局器Ｄｉｖ２としてフリップフロップ構成のものとす
ると、それからは信号Ｓ２と信号風≧の２信号を平衡出
力として得ることができる。

位相比較器ＰＣは、入力端子１から供給される少なくと
もパイロット信号を含む複合ステレオ信号に、ゲート回
路ＧＣの出力信号として得られる非対称矩形波信号Ｓ、
と、分周器Ｄｉｖ２の出力信号ｓａ（Ｓ６）から得られ
る対称矩形波信号Ｓ７とを掛算する機能を有するもので
ある。

そして、この位相比較器ＰＣにおける前記の各信号間の
掛算の順序はどうであってもよいのであり、その構成も
種種様々なものとして実現しうる。

第７図及び第８図などは、位相比較器ＰＣの構成例を示
すブロック図である。

まず、第１図示の位相比較器ＰＣにおいて、１３．１４
は掛算器であり、掛算器１３においては入力端子１に供
給された少くともパイロット信号を含む複合ステレオ信
号と、端子１０を介してゲート回路ＧＣから与えられた
信号Ｓ、とを掛算して、その積信号を平衡掛算器１４に
与え、平衡掛算器１４では、前記の掛算器１３から与え
られた信号と、端子１１を介して分周器Ｄ Ｉ Ｖ２か
ら与えられた信号８６（Ｓ６）に基づいて得られる信号
Ｓ７とを掛算して、結局、出力端子１２には入力端子１
に供給された複合ステレオ信号と、第４図ｎ図示の信号
Ｓ８とが掛算された積信号が送出される。

なお、平衡掛算器１４からは、通常、平衡出力として出
力が送出される。

次に、第８図示の位相比較器ＰＣは、分周器Ｄｉｖ２か
ら得られる平衡出力成分のそれぞれに、ゲート回路ＧＣ
の出力として得られる信号Ｓ５とを掛算した形の信号を
ゲート回路で作り出して掛算信号とし、これらの掛算信
号と入力の複合ステレオ信号との間でのそれぞれの積信
号間の減算により、結果的に複合ステレオ信号と第４図
ｎ図示のような信号Ｓ８との掛算が行なわれるようにし
た位相比較器ＰＣである。

すなわち、この第８図示の位相比較器ＰＣでは、まず、
信号Ｓ、と信号Ｓ７との掛算を行なって、信号Ｓ８を得
て、この信号Ｓ５と複合ステレオ信号とを掛算するとい
うような手順に従うような掛算を行なうものであるが、
最初の掛算において直接に信号Ｓ３を得るのではなく。

信号Ｓ、に信号Ｓ７を掛算する代わりに、信号Ｓ５に信
号Ｓ６と信号Ｓ６とをそれぞれ個別に掛算し、その結果
として得られる２つの積信号間で減算を行なうようにし
ている。

信号Ｓ６から信号Ｓ６を引算すると信号Ｓ７となるので
、後続回路に減算器がある場合には、信号Ｓ５と信号Ｓ
６とはそれを合わせて信号Ｓ７の波形成分を有するもの
といえるのである。

前記のように非対称信号のままでそれと入力の複合ステ
レオ信号とを掛算し、それらを平衡出力積信号として減
算合成することにより、対称な波形信号Ｓ８と入力の複
合ステレオ信号との積信号に等しい信号が得られるので
ある。

第８図示のブロック図において、１５．１６はゲート回
路であって、ゲート回路１５はゲート回路ＧＣからの出
力信号が端子１５ａに与えられると共に、分局器Ｄｉｖ
２の出力信号が端子１５ｂに与えられており、このゲー
ト回路１５ではそれの端子１５ａ、１５ｂに与えられる
入力信号の信号形態と、掛算器１７の構成形態などに応
じて、それぞれ所望の出力信号を掛算器１７に与えうる
。

ような論理機能を備えたものとして構成されている。

また、ゲート回路１６はゲート回路ＧＣからの出力信号
が端子１６ａに与えられると共に、分周器Ｄ ｉｖ２の
出力信号が端子１６ｂに与えられており、このゲート回
路１６ではそれの端子１６ａ 、１６ｂに与えられる入
力信号形態と、掛算器１８の構成形態などに応じて、そ
れぞれ所望の出力信号を掛算器１８に与えうるような論
理機能を備えたものとして構成されている。

前記のゲート回路１５は、信号Ｓ、と信号Ｓ６との積成
分として示される第４図Ｏ図示の信号Ｓ９、すなわち、
分局器Ｄｉｖ２の出力信号と等しい繰返し周波数を有し
、かつ、デユーティ比がＬの矩形波信号Ｓ、（実際には
信号Ｓ、の反転信号の場合もありうる）を出力する。

またゲート回路１６は、第４図Ｐ図示のような信号Ｓ１
０すなわち、前記したゲート回路１５からの出力信号Ｓ
８に対して１８０°の位相差を有し、デユーティ比がｎ
の矩形波信号５１０（実際には信号ＳＩＯの反転信号の
場合もありうる）が出力される。

前記したゲート回路１５は、それへの２つの人力信号が
信号Ｓ５と信号Ｓ６であった場合にはアンド回路によっ
て構成でき、また、それへの２つの入力信号が信号「と
信号肩であった場合にはノア回路とすれば、ゲート回路
１５からは信号Ｓ。

が出力される。

また、前記したゲート回路１６は、それへの２つの人力
信号が信号Ｓ５と信号百であった場合にはアンド回路に
よって構成でき、また、それへの２つの入力信号が「と
信号Ｓ６であった場合にはノア回路とすればゲート回路
１６からは信号８１０が出力される。

掛算器１７．１８には、入力端子１から少くともパイロ
ット信号を含む複合ステレオ信号が与えられており、し
たがって、掛算器１７では複合ステレオ信号中のパイロ
ット信号と信号Ｓ、とが掛算され、また、掛算器１８で
はパイロット信号と信号Ｓ１ｏとが掛算される。

コンデンサー９はこれと位相比較器ＰＣの出力インピー
ダンス（抵抗弁）と容量性インピーダンスなどとによっ
て第３図中の低域濾波器ＬＰＦと対応するものとして機
能し、これは位相比較器ＰＣの平衡出力に対して予め設
定された低域通過特性を与える。

前記したコンデンサ１９の接続位置に、ラグリード型フ
ィルタを構成する素子が接続されてもよい。

２０は減算器であるが、第３図中の直流増幅器ＤＡの入
力部が平衡差動型となっている場合には、その直流増幅
器ＤＡの人力部に減算器２０の機能を兼ねさせることも
できる。

なお、第７図示のような構成の位相比較器ＰＣの場合も
、掛算器１４は平衡出力型の方が構成し易く、掛算器１
４として平衡出力型のものが使用された場合にも、必要
な引算器は直流増幅器ＤＡの入力部を平衡差動型として
それに兼ねさせることができる。

また、第８図示の構成の位相比較器ＰＣを用いる場合に
、ゲート回路１５．１６を３人力型にして、それに信号
形成回路ＳＣの出力信号と分局器Ｄｉｖ１の出力信号と
分周器Ｄｉｖ２の出力信号とを供給するようにし、ゲー
ト回路１５゜１６の内部を適切に構成すれば、ゲート回
路ＧＣを省略することもできる。

位相比較器ＰＣは上記した構成例のもの以外のものでも
よいことは勿論であり、また、上記した構成例のものに
ついてもその構成に対して種々の変更を加えて使用して
もよいのである。

低域濾波器ＬＰＦは、ＰＬＬにおいてループの応答（特
にキャプチャレンジ特性や妨害阻止特性）を左右する重
要な特性を与えることは周知のとおりである。

また、直流増幅器ＤＡは、例えば位相比較器ＰＣが平衡
出力型（あるいは引算を必要とする出力信号の型）の場
合には平衡差動入力型のものとして構成する。

この直流増幅器ＤＡは、位相比較器ＰＣから出力された
誤差信号から低域濾波器ＬＰＦにより高域成分の除去さ
れた状態の誤差信号を増幅し、これを制御電圧あるいは
制御電流として制御可能な発振器■ＣＯの制御入力端子
に供給する。

制御可能な発振器■ＣＯはその自走周波数が、分周器Ｄ
ｉｖ２の出力信号の繰返し周波数を略々・１９ＫＨｚと
なしつるようなものとしておき、また、低域濾波器ＬＰ
Ｆの通過特性を適切に設定しておくことにより、位相比
較器ＰＣ→低域濾波器ＬＰＦ→直流増幅器ＤＡ→制御可
能な発振器ＶＣＯ，信号形威回形成Ｃ→分周器Ｄ ｔ
ｖ １ ｅ Ｄ ｉ Ｖ２、ゲート回路１位相比較器Ｐ
ＣのループはＰＬＬを構成しており、位相比較器ＰＣで
は端子１に供給された複合ステレオ信号中の１９ＫＨｚ
のパイロット信号（第２図Ｃ図）と、ゲート回路ＧＣか
ら端子１０に与えられている信号８５（８５）と、分周
器Ｄ ｉｖ２から端子１１に与えられている信号８６（
８６）から得られる対称矩形波信号Ｓ７との掛算、すな
わち、１９ＫＨｚのパイロット信号と、繰返し周波数が
１９ＫＨｚであって第４図ｎ図示のような所定の位相を
有する対称波形信号Ｓ８との掛算を行なって、得られた
誤差信号を端子１２から低域濾波器ＬＰＦに与える。

前記したループは、前記の対称波形信号Ｓ８とパイロッ
ト信号とがロック状態において同一周波数で、かつ、互
いに９０’の位相差をもつような周知のＰＬＬ動作を行
なう。

ＰＬＬがロックした状態においては、既述のステレオ復
号信号として使われる第４図ｇ図（またはｈ図）の信号
Ｓ４（または１ツと、前記した第４図ｎ図示の対称波形
信号Ｓ８とは、第４図（こ示されているような位相関係
となされていることから、ステレオ復号信号として用い
られる信号Ｓ４（または８４）は、副チャンネル信号の
抑圧された搬送波と同一周波数で同位相（または逆位相
）となり、したがって、信号Ｓ４（または８４）はステ
レオ復号信号として用いられうるのである。

上記した第３図中のステレオ復号信号発生回路ＰＳＳに
おける位相比較器ＰＣで、基準波のパイロット信号に掛
算されるべき比較波は既述のように第４図ｎ図示の対称
波形信号Ｓ８であるが、この対称波形信号Ｓ８はその振
幅レベルを±Ｃとシテフーリエ展開すると次の（４）式
で示されるものとなる（ただし４）式では位相の項が省
略されている）。

（ただし、ω１．は対称波形信号Ｓ８の繰返し角周波数
であって、この角周波数はＰＬＬがロックした状態にお
いてはパイロット信号の角周波数に等しくなる）この（
４）式と、第１図中に示されている従来のＰＬＬによる
ステレオ復号信号発生回路の位相比較器ＰＣでパイロッ
ト信号に掛合わされる信号を示す（２）式とを比較して
みると、（２）式における基本波（１９］ＥＧｌｚ ）
成分の第５次高調波（９５ＫＨｚ）成分が基本波（１９
ＫＨｚ）成分のレベルの０．２倍のレベルのものである
のに対して、（４）式における基本波（１９ＫＨｚ ）
成分の第５次高調波（９５ＫＥｚ ）成分は、基本波（
１９ＫＨｚ ）成分のレベルの０．０５４倍のレベルと
なっており、また、第７次高調波（１３３Ｋ１１ｚ ）
成分についてみると、（２）式における第７次高調波底
分は基本波成分のレベルの０．１４３倍のレベルである
のに対し、（４）式における第５次高調波戒分は基本波
成分のレベルの０．０３８倍のレベルである、というよ
うに、（４）式で示される対称矩形波信号の第５次高調
波底分と第７次高調波底分とは、（２）式で示される対
称矩形波信号の第５次高調波底分と第７次高調波底分よ
りもそれぞれ１１ ｄＢ以上も小さくなっているのであ
る。

したがって、第３図示のステレオ復号信号発生回路ＰＳ
Ｓにおいては９５ＫＨｚ付近あるいは１３３ＫＨｚ付近
の周波数成分を有する不要信号を含む複合ステレオ信号
が端子１に供給されたとしても、それにより発生するス
プリアス妨害等が少なくなり、その分だけ妨害排除特性
が第１図示の従来装置の場合に比べて改善されうろこと
は明らかである。

以上、詳細に説明したところから明らかなように、本発
明のＦＭステレオ信号の復調方法及び装置では、スイッ
チング技術を応用しているために、復調された信号には
殆んど歪が生ぜず、また、ステレオ復号信号が偶数次高
調波成分及び第３次とその倍数次高調波成分を含まない
ものとなるような、それの構成成分となるべき複数個の
特殊な矩形波信号を掛算信号として用いたことにより、
ステレオ復調器からの出力信号に既述した問題点の所在
についての説明で述べたようなスプリアス妨害が発生し
たり、Ｓ／Ｎの劣化をもたらすようなことは起こらない
。

また、本発明においては、ステレオ復号信号発生回路と
しても、それの位相比較器に与えられるべき掛算信号が
特殊なものとされていることにより、パイロット信号の
周波数の５倍、７倍の周波数、すなわち、９５ＫＨｚ付
近、１３３ＫＨｚ付近の周波数成分が入力の複合ステレ
オ信号中に不要信号あるいは雑音として含まれていても
、それによつて位相比較器の出力信号中に大きなスプリ
アス妨害を生じさせることもなく、したがって、制御可
能な発振器からの発振波に望ましくない大きな位相変調
を起こさせることもないから、良好なステレオ復号信号
がステレオ復調部２におけるステレオ復調器ＦＤに与え
られるために、ステレオ復調器はそれの９５ＫＨｚ付近
や１３３Ｋｈ付近の復調感度が従来装置に比べて低下さ
れた状態で復調動作を行ない、したがって、前記した周
波数付近に不要信号や雑音が含まれている複合ステレオ
信号が復調の対象とされた場合にも、前記の不要信号や
雑音の影響の少ない復調信号が容易に得られるのである
。

さらに、本発明方法及び装置の実施に当っては、装置を
集積回路化することが容易であるために、安定な特性を
有する装置を比較的安価に提供することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の構成例を示すブロック図、第２図ａ
”＝ ｃ図及び第４図ａ −ｐ図ならびに第５図は説
明用の波形図、第３図は本発明方法を適用したＦ’Ｍス
テレオ信号の復調装置の一実施態様のもののブロック図
、第６図はステレオ復調器の一例構成を示すブロック図
、第７図及び第８図は位相比較器の構成例を示すブロッ
ク図である。 １．３，１２，１５ａ、１５ｂ、１６ａ、１６ｂ・・・
・・・端子、２・・・・・・ステレオ復調器、１３，１
７゜１８・・・・・・掛算器、１４．ＢＭ・・・・・・
平衡掛算器、ＵＭ・・・・・・不平衡掛算器、１９・・
・・・・コンデンサ、２０・・・・・・引算器（減算器
）、１５，１６．ＧＣ・・・・・・ゲート回路、ＰＳＳ
・・・・・・ステレオ復号信号発生回路、ＰＣ・・・・
・・位相比較器、ＬＰＦ・・・・・・低域濾波器、ＤＡ
・・・・・・直流増幅器、■ＣＯ・・・・・・制御可能
な発振器、ＳＣ・・・・・・信号形成回路、Ｄｉｖｌ、
Ｄｉｖ２・・・・・・分周器、ＭＸ・・・・・・マト
リクス回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 左側信号巾と右側信号（Ｒ）との和信号（Ｒ十Ｌ）
   よりなる主チヤンネル信号と、左側信矧ｌと右側信對り
   との差信号（Ｌ−Ｒ）を信号波として搬送波を振幅変調
   して得た搬送波抑圧振幅変調波よりなる副チャンネル信
   号とを少なくとも含んで横取されている複合ステレオ信
   号から左側信号（Ｉ、）と右側信号（Ｒ）とを分離復調
   するＦＭステレオ信号の復調方法であって、前記した副
   チャンネル信号における抑圧された搬送波の周波数及び
   位相と等しい周波数及び位相を有するステレオ復号信号
   の２倍の基本周波数及び２／３（あるいは１／３）のデ
   ユーティ比ならびに第１の所定位相を有する非対称矩形
   波信号を発生させる手段によって発生された非対称矩形
   波信号と、前記した非対称矩形波信号から、前記したス
   テレオ復号信号と等しい基本周波数及び第２の所定位相
   を有する対称矩形波信号を発生させる手段によって発生
   された対称矩形波信号と、前記した複合ステレオ信号と
   を掛算することにより、前記した差信号（Ｌ−Ｒ）及び
   反転差信号（Ｒ−Ｌ ）を復調し、得られた前記の差信
   号（Ｌ−Ｒ）及び反転差信号（Ｒ−Ｌ）にそれぞれ前記
   した和信号（Ｌ十Ｒ）を含む複合゛ステレオ信号を合成
   して前記した左側信餌ワと右側信号（Ｒ）とを分離する
   ようにしたＦＭステレオ信号の復調方法。 ２ 制御可能な発振器と、前記の制御可能な発振器の出
   力信号に応答して、それと所定位相関係を有し、かつ、
   デユーティ比が２／３（あるいは１／３）の矩形波信号
   を出力する信号形成回路と、前記の信号形成回路の出力
   信号を１／２に分周して出力する第１の分局器と、前記
   第１の分周器の出力信号を１／２に分周して出力する第
   ２の分周器と、前記の信号形成回路の出力信号と前記第
   ４の分周器の出力信号とが供給されて、前記第４の分周
   器の出力信号と等しい基本周波数を有し、かつ、デーテ
   ィ比が５７６（あるいは１／６）の矩形波信号を出力す
   るゲート回路と、少なくともパイロット信号を含む複合
   ステレオ信号と前記第２の分周器の出力信号と前記ゲー
   ト回路の出力信号が供給されて、前記複合ステレオ信号
   と前記ゲート回路の出力信号と前記第２の分局器の出力
   信号とを演算した信号を前記の制御可能な発振器に制御
   信号として与える位相比較器とからなり、前記した複合
   ステレオ信号中のパイロット信号に同期するように動作
   するフェーズ・ロックド・ループと、前記のフェーズ・
   ロックド・ループ中の信号形成回路の出力信号と、前記
   した第１の分周期の出力信号と、少なくとも主チヤンネ
   ル信号及び副チャンネル信号を含む複合ステレオ信号と
   が供給され、前記の複合ステレオ信号に前記した信号形
   成回路の出力信号を掛算すると共に、さらに前記した第
   ４の分周器の出力信号をも掛算して差信号（Ｌ−Ｒ）成
   分及び反転差信号（Ｒ−Ｌ ）成分を復調し、得られた
   差信号（Ｌ−Ｒ）成分と反転差信号（Ｒ−Ｌ ）ｆｆ分
   と複合ステレオ信号とを合成して左側信号（Ｌ）と右側
   信号（Ｒ）とを分離して出力する信号処理回路とよりな
   るＦＭステレオ信号の復調装置。