JPS58222779A - チヨツパ型電源回路 - Google Patents
チヨツパ型電源回路Info
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- JPS58222779A JPS58222779A JP10209382A JP10209382A JPS58222779A JP S58222779 A JPS58222779 A JP S58222779A JP 10209382 A JP10209382 A JP 10209382A JP 10209382 A JP10209382 A JP 10209382A JP S58222779 A JPS58222779 A JP S58222779A
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- output
- circuit
- input
- capacitor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、テレビジョン受ｌｉｔ機等一般の電気ぼ器に
使用される電源回路にかかり、特に交流入力電圧が２倍
、３倍と大きく変動する場合でも負荷に一定のｉｉ源電
電圧供給するレギレーション能力のｉれたチョッパ型電
源回路に関する。
使用される電源回路にかかり、特に交流入力電圧が２倍
、３倍と大きく変動する場合でも負荷に一定のｉｉ源電
電圧供給するレギレーション能力のｉれたチョッパ型電
源回路に関する。
（発明の背景技術〕
一般にテレビジョン受像機等の電気機器に使用される低
電圧電源回路は、整流された入力直流電圧より常に出力
電圧の方を小さくして安定化するという降圧式の安定化
回路を使用している。この降圧式定電圧方式は、その電
気機器を交流入力電圧が極端に変動する条件で使用する
場合（例えば中近東諸国のように交流電源電圧が地域的
に統一されていない外国に仕向けて使用させる場合）、
上記入力直流電圧が出力電圧より高いと言う条件を満足
できない場合が生じる。これを防止するため、第１図に
図示の電源回路が使用され゛ている。
電圧電源回路は、整流された入力直流電圧より常に出力
電圧の方を小さくして安定化するという降圧式の安定化
回路を使用している。この降圧式定電圧方式は、その電
気機器を交流入力電圧が極端に変動する条件で使用する
場合（例えば中近東諸国のように交流電源電圧が地域的
に統一されていない外国に仕向けて使用させる場合）、
上記入力直流電圧が出力電圧より高いと言う条件を満足
できない場合が生じる。これを防止するため、第１図に
図示の電源回路が使用され゛ている。
この回路は一般に倍電圧電源回路と称され、交流電源電
圧が変わると自動的に回路を切り換えて上記条件が満た
されるような入力直流電圧■ｉにして負荷に供給する出
力電圧を一定に保持している。
圧が変わると自動的に回路を切り換えて上記条件が満た
されるような入力直流電圧■ｉにして負荷に供給する出
力電圧を一定に保持している。
即ち、普段は交流電１ｅＡｃにブリッジ整流回路１を接
続してその出力端Ｐ１より入力直流電圧Ｖｌｎである整
流出力を得、この電圧を第１トランスＴ１の一次側を介
してトランジスタＱ＋ 、Ｑ２０３等で構成した安定化
回路２に印加し、出力端子Ｐ２より出力電圧を得ている
。この出力電圧は前記安定化回路２の出力トランジスタ
Ｒ１が前記第１トランスＴ１の２次側に設けた駆動回路
３から所定のタイミングでベース電流を供給され、かつ
別途設ける発振器ｏＳＣ出力を第２トランスＴ２の入力
側１次巻線Ｌ＋及び２次巻Ｉ Ｌ ２を介して印加され
ることにより、その導通時間が制卸されて希望の直流電
圧に平滑して取りだすものである。この第２トランスＴ
２はテレビジョン受Ｓ＊・ の場合フライバックトラ
ンスが使用され、発振器Ｏ８Ｃは水平発振回路に相当す
る。
続してその出力端Ｐ１より入力直流電圧Ｖｌｎである整
流出力を得、この電圧を第１トランスＴ１の一次側を介
してトランジスタＱ＋ 、Ｑ２０３等で構成した安定化
回路２に印加し、出力端子Ｐ２より出力電圧を得ている
。この出力電圧は前記安定化回路２の出力トランジスタ
Ｒ１が前記第１トランスＴ１の２次側に設けた駆動回路
３から所定のタイミングでベース電流を供給され、かつ
別途設ける発振器ｏＳＣ出力を第２トランスＴ２の入力
側１次巻線Ｌ＋及び２次巻Ｉ Ｌ ２を介して印加され
ることにより、その導通時間が制卸されて希望の直流電
圧に平滑して取りだすものである。この第２トランスＴ
２はテレビジョン受Ｓ＊・ の場合フライバックトラ
ンスが使用され、発振器Ｏ８Ｃは水平発振回路に相当す
る。
一方、この定電圧電源回路では、交流入力電圧ｅＡＣが
低い時は倍電圧切換回路４を稼働させ、反対に、交流入
力電圧ｅＡＣが高い時（普段）はブリッジ整流回路１を
通常の全波整流使用するものである。以下この切換え動
作に関連する回路の構成を説明する。
低い時は倍電圧切換回路４を稼働させ、反対に、交流入
力電圧ｅＡＣが高い時（普段）はブリッジ整流回路１を
通常の全波整流使用するものである。以下この切換え動
作に関連する回路の構成を説明する。
ＡＣをダイオードＤ２を通して正の半波のみ取り込み、
この電圧と定電圧ダイオードＤ３の予め設定されている
定電圧との比較出力をトランジスタＱ４に印加する。こ
のトランジスタＱ４は前記比較出力によってオン、オフ
され、それに基づくトリガ信号をサイリスタＳＣＲ＋及
び５ＣＲ２に印加する。この場合、始めサイリスタ５Ｃ
Ｒ２がオンされ、そのオン電流で次段のサイリスタ５Ｃ
Ｒ１が確実にオンされる。これらサイリスタＳＣＲ＋
、５ＣＲ２は交流′の正の半波でオンし、前記整流回路
１の一端と各サイリスタＳＣＲ＋ 、５ＣＲ２に対して
直列となるように接続されたコンデンサＣ１を充電する
。この充電電圧はえ流入力電圧ｅＡＣの半波毎に整流回
路１の出力端Ｐ１にある整流コンデンサＣ２の電圧（入
力直流電圧Ｖ ｉｎ）に加算され、安定化回路２に供給
する電圧を持ち上げて、上記条件を満足させながら、出
力電圧を ＋ ’ 、、Ｉニ一定にするものであ
る。
この電圧と定電圧ダイオードＤ３の予め設定されている
定電圧との比較出力をトランジスタＱ４に印加する。こ
のトランジスタＱ４は前記比較出力によってオン、オフ
され、それに基づくトリガ信号をサイリスタＳＣＲ＋及
び５ＣＲ２に印加する。この場合、始めサイリスタ５Ｃ
Ｒ２がオンされ、そのオン電流で次段のサイリスタ５Ｃ
Ｒ１が確実にオンされる。これらサイリスタＳＣＲ＋
、５ＣＲ２は交流′の正の半波でオンし、前記整流回路
１の一端と各サイリスタＳＣＲ＋ 、５ＣＲ２に対して
直列となるように接続されたコンデンサＣ１を充電する
。この充電電圧はえ流入力電圧ｅＡＣの半波毎に整流回
路１の出力端Ｐ１にある整流コンデンサＣ２の電圧（入
力直流電圧Ｖ ｉｎ）に加算され、安定化回路２に供給
する電圧を持ち上げて、上記条件を満足させながら、出
力電圧を ＋ ’ 、、Ｉニ一定にするものであ
る。
しかしながら、上記構成の電源回路では、交流入力電圧
（以下交流電源という）の変動に対し常に安定した定電
圧が得られるものの、複雑な回路構成である倍電圧切換
回路４が必要不可欠である。
（以下交流電源という）の変動に対し常に安定した定電
圧が得られるものの、複雑な回路構成である倍電圧切換
回路４が必要不可欠である。
また、倍電圧整流に切り換えるか否かの検出を直接交流
電源を用いているため安全性が高いとは言い難い。
電源を用いているため安全性が高いとは言い難い。
即ち、サイリスタＳＣＲ＋ 、５ＣＲ２、ダイオードＤ
３等の半導体素子がトラブルを生じた場合は、自動切換
機能が作動しないため交流入力電圧が高い時でも倍電圧
切換回路４が働き、安定電圧が得られないばかりか、こ
の定電圧′Ｒ８！回路に用いられている他の素子、特に
電解コンデンサ等が耐圧を越えて損壊してしまう危険性
すらあった。
３等の半導体素子がトラブルを生じた場合は、自動切換
機能が作動しないため交流入力電圧が高い時でも倍電圧
切換回路４が働き、安定電圧が得られないばかりか、こ
の定電圧′Ｒ８！回路に用いられている他の素子、特に
電解コンデンサ等が耐圧を越えて損壊してしまう危険性
すらあった。
本発明は上述した点に鑑みてなされたもので、交流入力
電圧の大きな変動に対して負荷に与える出力電圧を一定
に保持するいわゆる電源のレギュレーション性能のアッ
プを安全性が高く、かつ、簡単な構成で実現できるブー
ストアップ機能を具えるチョッパ型ｍ源回路を提供する
ことを目的とする。
電圧の大きな変動に対して負荷に与える出力電圧を一定
に保持するいわゆる電源のレギュレーション性能のアッ
プを安全性が高く、かつ、簡単な構成で実現できるブー
ストアップ機能を具えるチョッパ型ｍ源回路を提供する
ことを目的とする。
〔発明の１要〕
発振器の発振出力により制御される出力トランジスタを
整流回路と出力端子との間に介挿した電源回路において
、前記整流回路の整流出力端の対接地間に直列に介装さ
れた第１．第２の平滑コンデンサと、これら各第１．第
２の平滑コンデンサで平滑した整流出力が前記出力端子
に導出される過程でこの整流出力の変化を検出する検出
巻線と、この検出巻線に直列に接続されたダンパダイオ
ードとを具備し、前記ダンパダイオードの一端を前記第
１．第２コンデンサの交点に接続して、前記整流出力の
変化に対応したブースト電圧が接地側の前記平滑コンデ
ンサに生ずるようにして前記整流出力にこのブースト電
圧が重なるようにしたものである。これによって整流出
力が一定に保たれることにより本発明装置は出力電圧を
安定に供給することができる。
整流回路と出力端子との間に介挿した電源回路において
、前記整流回路の整流出力端の対接地間に直列に介装さ
れた第１．第２の平滑コンデンサと、これら各第１．第
２の平滑コンデンサで平滑した整流出力が前記出力端子
に導出される過程でこの整流出力の変化を検出する検出
巻線と、この検出巻線に直列に接続されたダンパダイオ
ードとを具備し、前記ダンパダイオードの一端を前記第
１．第２コンデンサの交点に接続して、前記整流出力の
変化に対応したブースト電圧が接地側の前記平滑コンデ
ンサに生ずるようにして前記整流出力にこのブースト電
圧が重なるようにしたものである。これによって整流出
力が一定に保たれることにより本発明装置は出力電圧を
安定に供給することができる。
以下本発明を具体的に説明する。
第２図は、本発明の基本実施例を説明するための回路図
であり、先ず、この図に基づいて本発明の基本回路構成
を説明する。尚、使用符号は第１図と同様のものについ
ては同一符号を記す。
であり、先ず、この図に基づいて本発明の基本回路構成
を説明する。尚、使用符号は第１図と同様のものについ
ては同一符号を記す。
交流電源ｅＡｃはブリッジ整流回路１の交流入力端に接
続され、そのブリッジ整流回路１の整流出力端Ｐ＋より
前記交流電ｍｅ Ａ Ｃから供給される交流入力電圧を
整流した整流出力が導出される。
続され、そのブリッジ整流回路１の整流出力端Ｐ＋より
前記交流電ｍｅ Ａ Ｃから供給される交流入力電圧を
整流した整流出力が導出される。
この整流出力は降圧チョッパ安定化回路１１を介して出
力端子Ｐ２に導出され、出力端子Ｐ２に設けた平滑コン
デンサＣ３によって平滑して出力され、続いて負荷（図
示せず）に出力電圧Ｖｏを供給するようになっている。
力端子Ｐ２に導出され、出力端子Ｐ２に設けた平滑コン
デンサＣ３によって平滑して出力され、続いて負荷（図
示せず）に出力電圧Ｖｏを供給するようになっている。
上記降圧チョッパ安定化回路１１は前記整流出力をＶｉ
ｎ（入力直流電圧という）で表わせば、Ｖｉｎ＞ Ｖ
ｏを満足した上で安定化出力を得るもので、前記整流出
力ｖｉｎが出力トランジスタ（第１図のトランジスタＱ
１に相当）のコレクタ・エミツタ路を通るように構成し
たことを特徴とする回路である。ここでは、第１図と対
照させるために前記トランスＴ１とその駆動回路３及び
安定化回路２を含む暗箱として示しである。
ｎ（入力直流電圧という）で表わせば、Ｖｉｎ＞ Ｖ
ｏを満足した上で安定化出力を得るもので、前記整流出
力ｖｉｎが出力トランジスタ（第１図のトランジスタＱ
１に相当）のコレクタ・エミツタ路を通るように構成し
たことを特徴とする回路である。ここでは、第１図と対
照させるために前記トランスＴ１とその駆動回路３及び
安定化回路２を含む暗箱として示しである。
本発明は、この入力直流電圧Ｖｉｎの変動を検出するた
め、この入力電圧Ｖｉｎが前記降圧チョッパ安定化回路
１１の経路から前記変動に基づく電圧〈以下これをブー
スト電圧と呼ぶ）を検出するブースト電圧供給源１２を
前記降圧チョッパ安定化回路１１に介挿（図では別体的
に示しであるのは機能士別回路と考えることができるた
め）したものである。このブースト電圧供給源１２はダ
ンパダイオード１３を介して一端を接地したブーストア
ップコンデンサ１４の他端に接続するとともに、前記整
流回路１の他方の出力端Ｐａ１Ｃ接続されている。この
ブーストアップコンデンサ１４と整流回路１の前記一方
の出力端Ｐ１との間に平滑コンデンサ１５を介装しであ
る。つまり、このブーストアップコンデンサ１４と平滑
コンデンサ１５と １１゜は整流回路１の一方の出
力端Ｐ１と接地との間に直列接続され、普段は両コンデ
ンサ１４．１５の端子間電圧を入力直流電圧Ｖｉｎとし
、交流電源ｅＡＣが変動したときこの変動に基づく電圧
、即ち前記ブースト電圧供給源１２で検出したブースト
電圧を前記入力直流電圧Ｖｉｎに積み重ねる（加算）よ
うにしたものである。
め、この入力電圧Ｖｉｎが前記降圧チョッパ安定化回路
１１の経路から前記変動に基づく電圧〈以下これをブー
スト電圧と呼ぶ）を検出するブースト電圧供給源１２を
前記降圧チョッパ安定化回路１１に介挿（図では別体的
に示しであるのは機能士別回路と考えることができるた
め）したものである。このブースト電圧供給源１２はダ
ンパダイオード１３を介して一端を接地したブーストア
ップコンデンサ１４の他端に接続するとともに、前記整
流回路１の他方の出力端Ｐａ１Ｃ接続されている。この
ブーストアップコンデンサ１４と整流回路１の前記一方
の出力端Ｐ１との間に平滑コンデンサ１５を介装しであ
る。つまり、このブーストアップコンデンサ１４と平滑
コンデンサ１５と １１゜は整流回路１の一方の出
力端Ｐ１と接地との間に直列接続され、普段は両コンデ
ンサ１４．１５の端子間電圧を入力直流電圧Ｖｉｎとし
、交流電源ｅＡＣが変動したときこの変動に基づく電圧
、即ち前記ブースト電圧供給源１２で検出したブースト
電圧を前記入力直流電圧Ｖｉｎに積み重ねる（加算）よ
うにしたものである。
次に、上記の基本実施例に基づいてテレビジョン受像機
の電源回路に本発明を利用した第１実施例を説明する。
の電源回路に本発明を利用した第１実施例を説明する。
尚、第２図、第１図と同一要素には同一符号を記しであ
る。
る。
第３図において、符号Ｐ１は前述した如く整流回路１の
一方の出力端であり、前記ブーストアップコンデンサ１
４．平滑コンデンサ１５の接続は第２図と同様になって
いる。これら両コンデンサ１４．１５の接続交点Ｐａ
（整流回路１の他方の出力端Ｐ３と同じ）にダンパダ
イオード１３を介して第１トランスＴＩの新たに設けた
３次巻線１２Ａの一端を接続し、その他端を接地しであ
る。
一方の出力端であり、前記ブーストアップコンデンサ１
４．平滑コンデンサ１５の接続は第２図と同様になって
いる。これら両コンデンサ１４．１５の接続交点Ｐａ
（整流回路１の他方の出力端Ｐ３と同じ）にダンパダ
イオード１３を介して第１トランスＴＩの新たに設けた
３次巻線１２Ａの一端を接続し、その他端を接地しであ
る。
この３次巻線１２Ａは、前記トランスＴ１の１次巻線Ｌ
３に結合するように巻装され、前記ダンパダイオード１
３とブーストアップコンデンサ１４とで接地ラインを介
した閉路を成すように構成されている。こ閉路は、ダン
パダイオード１３とブーストアップコンデンサ１４との
接続交点、即ら前記接続交点Ｐ４に整流回路１の他方の
整流出力端Ｐ３が接続され、普段はこの接続交点Ｐ４を
接地電位に保持している。
３に結合するように巻装され、前記ダンパダイオード１
３とブーストアップコンデンサ１４とで接地ラインを介
した閉路を成すように構成されている。こ閉路は、ダン
パダイオード１３とブーストアップコンデンサ１４との
接続交点、即ら前記接続交点Ｐ４に整流回路１の他方の
整流出力端Ｐ３が接続され、普段はこの接続交点Ｐ４を
接地電位に保持している。
次に、前記トランスＴ１の１次巻線Ｌ３は前記出力端Ｐ
１と出力トランジスタＱ１のコレクタ間に挿入される。
１と出力トランジスタＱ１のコレクタ間に挿入される。
第１図における駆動回路３は、この１次巻線Ｌ３に誘起
する電圧（出力トランジスタＱ１が開閉動作する′ため
に発生する電圧）によって励振される２次巻線し４と、
この２次巻線Ｌ４の一端に接続したダイオードＤ１と、
同巻線の中央タップと他端とで閉路をなすように゛した
ダイオードＤ２．コンデンサｃ３と、これらダイオード
Ｄ２とコンデンサ３の接続交点と出力トランジスタＱ＋
のベース間に設けた抵抗Ｒ＋、起動用の抵抗Ｒ２とから
構成されている。また、出力トランジスタＱ＋のベース
には抵抗Ｒ３，ダイオードＤ３を介して前述した第２ト
ランスに相当するフライバックトランスＴ２の２次巻線
Ｌ２が接続されそいる。このフライバックトランスＴ２
には水平発振回路Ｏ８Ｃの出力を水平出力トランジスタ
Ｑ５を介して誘起する１次巻線Ｌ１があり、この水平出
力トランジスタＱ５は電源電圧として出力端子Ｐ２の出
力電圧を取り込むようにしである。
する電圧（出力トランジスタＱ１が開閉動作する′ため
に発生する電圧）によって励振される２次巻線し４と、
この２次巻線Ｌ４の一端に接続したダイオードＤ１と、
同巻線の中央タップと他端とで閉路をなすように゛した
ダイオードＤ２．コンデンサｃ３と、これらダイオード
Ｄ２とコンデンサ３の接続交点と出力トランジスタＱ＋
のベース間に設けた抵抗Ｒ＋、起動用の抵抗Ｒ２とから
構成されている。また、出力トランジスタＱ＋のベース
には抵抗Ｒ３，ダイオードＤ３を介して前述した第２ト
ランスに相当するフライバックトランスＴ２の２次巻線
Ｌ２が接続されそいる。このフライバックトランスＴ２
には水平発振回路Ｏ８Ｃの出力を水平出力トランジスタ
Ｑ５を介して誘起する１次巻線Ｌ１があり、この水平出
力トランジスタＱ５は電源電圧として出力端子Ｐ２の出
力電圧を取り込むようにしである。
上記において、先ず出力トランジスタＱ１の動作を説明
する。今、出力トランジスタＱ＋は非導通にあるものと
すると、この出力トランジスタＱ１はフライバックトラ
ンスＴ２からそのベースに印加されるパルスによってト
リガされる。これによって出力トランジスタＱ１が導通
し、その出力電流はダイオードＤ２抵抗Ｒ＋の経路を通
って流れる。このとき、コンデンサＣ３はダイオードＤ
１が非導通であるため充電される。この導通期間は１次
巻線Ｌ３から供給される電流が減少することによって終
了し、出力トランジスタＱ１は非導通となる。このとき
の１次巻Ｉｔ Ｌ ３に流れる電流は、ダイオードＤ１
．２次巻線１４ 、出力電圧検出抵抗Ｒ４、Ｒｓ 、前
記平滑コンデンサ１４．１叙上の動作において、１次巻
線Ｌ３を流れる電流は３次巻線１２Ａに電圧を誘起する
。この電圧は、整流出力（入力直流電圧Ｖ ｉｎ）に対
応した電圧であり第４図に示すように、出力トランジス
タＱ＋の導通期間＜ＯＮ）と非導期間（ＯＦＦ）とで基
準電位「０」をクロスする方形パルスとなる。
する。今、出力トランジスタＱ＋は非導通にあるものと
すると、この出力トランジスタＱ１はフライバックトラ
ンスＴ２からそのベースに印加されるパルスによってト
リガされる。これによって出力トランジスタＱ１が導通
し、その出力電流はダイオードＤ２抵抗Ｒ＋の経路を通
って流れる。このとき、コンデンサＣ３はダイオードＤ
１が非導通であるため充電される。この導通期間は１次
巻線Ｌ３から供給される電流が減少することによって終
了し、出力トランジスタＱ１は非導通となる。このとき
の１次巻Ｉｔ Ｌ ３に流れる電流は、ダイオードＤ１
．２次巻線１４ 、出力電圧検出抵抗Ｒ４、Ｒｓ 、前
記平滑コンデンサ１４．１叙上の動作において、１次巻
線Ｌ３を流れる電流は３次巻線１２Ａに電圧を誘起する
。この電圧は、整流出力（入力直流電圧Ｖ ｉｎ）に対
応した電圧であり第４図に示すように、出力トランジス
タＱ＋の導通期間＜ＯＮ）と非導期間（ＯＦＦ）とで基
準電位「０」をクロスする方形パルスとなる。
したがって、ダンパダイオード１３にはこのパルスが印
加され、正の半波がブーストアップコンデンサ（以下第
１の平滑コンデンサという）１４に導出される。これに
より、第１の平滑コンデンサ１４には正の電圧Ｖ１が充
電され、通常の平滑コンデンサ（以下第２の平滑コンデ
ンサという）１５の端子間電圧に型費する形となり、前
記入力直流電圧Ｖｌｎはこの第１の平滑コンデンサ１４
の端子間電圧分だけ積み重なった電圧となる。このこと
は、とりもなおさず入力直流電圧■ｉｎの変化に追随し
て第１．第２平滑コンデンサ１４．１５の端子間電圧（
Ｖｌｎ）が一定に保持されるものであ する。
加され、正の半波がブーストアップコンデンサ（以下第
１の平滑コンデンサという）１４に導出される。これに
より、第１の平滑コンデンサ１４には正の電圧Ｖ１が充
電され、通常の平滑コンデンサ（以下第２の平滑コンデ
ンサという）１５の端子間電圧に型費する形となり、前
記入力直流電圧Ｖｌｎはこの第１の平滑コンデンサ１４
の端子間電圧分だけ積み重なった電圧となる。このこと
は、とりもなおさず入力直流電圧■ｉｎの変化に追随し
て第１．第２平滑コンデンサ１４．１５の端子間電圧（
Ｖｌｎ）が一定に保持されるものであ する。
ここで、前記充電電圧■１の値は、次式で示される。
Ｖ＋ −Ｖｏ ｘＮａ ／Ｎ４ − ・” （
１）ここに、符号Ｎａは３次巻線１２Ａの巻数、Ｎ４は
２次巻ＩＩ Ｌ ４の巻数である。この（１）式によっ
て、前記充電電圧Ｖ＋は巻数Ｎａ 、Ｎ４を所定の値に
選定することによって、出力電圧■０に対しＶ Ｉｎ＞
Ｖ ｏの条件を常時維持できる値に設定するものであ
る。
１）ここに、符号Ｎａは３次巻線１２Ａの巻数、Ｎ４は
２次巻ＩＩ Ｌ ４の巻数である。この（１）式によっ
て、前記充電電圧Ｖ＋は巻数Ｎａ 、Ｎ４を所定の値に
選定することによって、出力電圧■０に対しＶ Ｉｎ＞
Ｖ ｏの条件を常時維持できる値に設定するものであ
る。
尚、本実施例のトランスＴ１は例えば電源トランスを使
用することができる。
用することができる。
第５図は本発明をテレビジョン受像機の電源回路に使用
した場合の第２実旅例を示す。この実施例はフライバッ
クトランスＴ２に本発明で設けた前実施例の３次巻線に
相当する検出巻線１２ｂを設けたものである。この検出
巻線１２ｂにはフライバックパルスが１次巻線Ｌ１から
誘起される。
した場合の第２実旅例を示す。この実施例はフライバッ
クトランスＴ２に本発明で設けた前実施例の３次巻線に
相当する検出巻線１２ｂを設けたものである。この検出
巻線１２ｂにはフライバックパルスが１次巻線Ｌ１から
誘起される。
このパルスはダンパダイオード１３を介して第１の平滑
コンデンサ１４と第２の平滑コンデンサ１５の交点Ｐ４
に印加されて平滑作用を受ける。この場合、水平出力ト
ランジスタＱ５は整流回路１の出力端Ｐ＋から１次巻Ｉ
Ｌ ＋を介して入力直流電圧Ｖｉｎが印加されるので
、検出巻線１２ｂ ｋ：誘起されるフライバックパルス
の振幅変動、即ち、入力直流電圧′■ｉｎの変動に対応
した充電電圧■１（ブース電圧）を得ることができる。
コンデンサ１４と第２の平滑コンデンサ１５の交点Ｐ４
に印加されて平滑作用を受ける。この場合、水平出力ト
ランジスタＱ５は整流回路１の出力端Ｐ＋から１次巻Ｉ
Ｌ ＋を介して入力直流電圧Ｖｉｎが印加されるので
、検出巻線１２ｂ ｋ：誘起されるフライバックパルス
の振幅変動、即ち、入力直流電圧′■ｉｎの変動に対応
した充電電圧■１（ブース電圧）を得ることができる。
また、この場合、水平出力トランジスタＱ５の導通期間
（走査期間）を整流しても、非導通期間（帰線期間）を
整流しても良い。これは前実施例においても同様なこと
が言える。
（走査期間）を整流しても、非導通期間（帰線期間）を
整流しても良い。これは前実施例においても同様なこと
が言える。
以上述べたように本発明によれば、負荷に供給するため
の整流出力を検出し、これに応じた電圧を前記整流出力
に印加しであるので、゛整流後の電圧を必要以上に大き
くすることがなく、トランスの巻線比をかえるというこ
とだけで必要分だけの電圧を積み上げることができる。
の整流出力を検出し、これに応じた電圧を前記整流出力
に印加しであるので、゛整流後の電圧を必要以上に大き
くすることがなく、トランスの巻線比をかえるというこ
とだけで必要分だけの電圧を積み上げることができる。
また、交流入力電圧の変動で半導体ＳＷを切り換えて使
用することがないため、回路構成が簡単でしかも信頼性
が高いという利点を有するものである。
用することがないため、回路構成が簡単でしかも信頼性
が高いという利点を有するものである。
第１図は従来の降圧式定電圧回路を示す回路図、第２図
は本発明の基本実施例を示す回路図、第３図は本発明を
テレビジョン受像機の電源に使用した場合の第１実施例
を示す回路図、第４図は検出巻線の両端電圧を示す波形
図、第５図は上記第１実施例の場合の他の実施例を示す
回路図である。 １・・・整流回路、 ２・・・安定化回路、 ３・・・
駆動回路、 １１・・・降圧チョッパ安定化回路、 １
２・・・ブースト電圧供給源、 １２ａ、１２ｂ・・・
検出巻線（３次巻線）、 １３・・・ダンパダイオード
、１４・・・第１の平滑コンデンサ、 １５・・・第２
の平滑コンデンサ、 ＱＩ・・・出力トランジスタ、
Ｑ５・・・水平出力トランジスタ、 Ｔ＋・・・トラン
ス、Ｔ２・・・フライバックトランス。
は本発明の基本実施例を示す回路図、第３図は本発明を
テレビジョン受像機の電源に使用した場合の第１実施例
を示す回路図、第４図は検出巻線の両端電圧を示す波形
図、第５図は上記第１実施例の場合の他の実施例を示す
回路図である。 １・・・整流回路、 ２・・・安定化回路、 ３・・・
駆動回路、 １１・・・降圧チョッパ安定化回路、 １
２・・・ブースト電圧供給源、 １２ａ、１２ｂ・・・
検出巻線（３次巻線）、 １３・・・ダンパダイオード
、１４・・・第１の平滑コンデンサ、 １５・・・第２
の平滑コンデンサ、 ＱＩ・・・出力トランジスタ、
Ｑ５・・・水平出力トランジスタ、 Ｔ＋・・・トラン
ス、Ｔ２・・・フライバックトランス。
Claims (1)
- 発振器の発振出力により制御される出力トランジスタを
整流回路と出力端子との間に介挿した電源回路において
、前記整流回路の整流出力端の対接地間に直列に介装さ
れた第１．第２の平滑コンデンサと、これら各第１．第
２の平滑コンデンサで平滑した整流出力が前記出力端子
に導入される過程でこの整流出力の変化を検出する検出
巻線と、この検出巻線に直列に接続されたダンパダイオ
ードとを具備し、前記ダンパダイオードの一端を前記第
１．第２コンデンサの交点に接続したことを特徴とする
チョッパ型電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10209382A JPS58222779A (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | チヨツパ型電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10209382A JPS58222779A (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | チヨツパ型電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58222779A true JPS58222779A (ja) | 1983-12-24 |
Family
ID=14318156
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10209382A Pending JPS58222779A (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | チヨツパ型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58222779A (ja) |
-
1982
- 1982-06-16 JP JP10209382A patent/JPS58222779A/ja active Pending
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