JPS5820510B2 - 画像信号再生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はべりラドクロマ（Ｂｕ ｒ ｉｅｄ−ｃｈｒｏ
ｍａ）７ｊ式の画像信号再生装置に関するものである。

第１図ａに示すような周波数ダイヤグラムを有するテレ
ビジョン信号を角度変調信号の形で記録媒体に記録再生
する場合、記録媒体の記録密度の制約や色搬送波信号と
角度変調キャリヤ信号との干渉による障害を出来るだけ
少なくする必要がある等の理由により色搬送波信号及び
バースト信号を第１図すに示す様に低域変換して周波数
インターリ−ピングの関係で輝度信号に重畳し混合カラ
ー信号（ベリラドクロマ信号）を作り、さらにこの混合
カラー信号を角度変調した後４尚当な方法により記録媒
体に記録再生するというビデオディスクの画像信号記録
再生の一方式が提案されている。

この方式に関する画像信号処理の一方法については発明
者が提案しているが以下この画像信号処理方法を第２図
にもとすいて簡単に説明する。

記録媒体より信号を検出してこれを電気信号に変換する
装置１からの出力信号をプリアンプ回路２で増幅し、Ｆ
Ｍ復調回路３で第１図すの周波数ダイヤグラムに示され
る原信号を再生する。

この信号を映像増幅回路４を通して同期分離回路５に加
えここで同期信号を分離し、この同期信号により発振器
６の発振周波数を制御する。

さらに分離された前記同期信号よりパーストゲートパル
スを作り、これをパーストゲート回路７に加える。

映像増幅回路４の出力信号はまた帯域通過ろ波器ＢＰＦ
８に加えられここで再生クロマ信号帯域の信号を取り出
した後２つの異なる平衡変調回路９，１０に加える。

平衡変調回路１０に加えられた前記ＢＰＦ８の出力信号
は局部水晶発振器（約３．５８ＭＨｚ）１１からの信号
を平衡変調し、その和信号成分（中心が約５．１１ Ｍ
Ｈｚ）を帯域増幅器１２によりぬき取り、さらにパース
トゲート回路７に加えて周波数変換されたバースト信号
（約５．１１ ＭＨｚ）を取り出し、これを位相比較器
１３に加える。

発振器１１の出力信号はまた他の平衡変調回路１４に加
えられ発振器６からの信号を平衡変調し、その和信号成
分（約５．１１ ＭＨｚ ）の信号を帯域増幅器１５で
ぬき出し、その出力信号を位相比較器１３に加えて周波
数変換されたバースト信号と位相比較を行なう。

この両信号の位相差によって生じる信号を制御信号とし
て発振器６に加え発振信号の位相を制菌する。

こうすることにより発振器６の発振信号の周波数と位相
は再生バースト信号のそれにロックされる。

帯域増幅器１５からの信号はまた平衡変調回路９に加え
られここでＢｒＦ３からの信号により平衡変調され、両
信号の差信号（約３．５８±０．５ ＭＨｚ ）をＢｒ
Ｆ１６によりぬき出す。

こうすることにより再生クロマ信号の搬送波周波数は発
振器１１の発振周波数に置き換えられる。

このＢｒＦ１６の出力信号をＣ形りシ形フィルタ１７に
加え、ここでこの帯域に混入する輝度信号成分を除去し
クロマ信号成分のみを取り出す。

このクシ形フィルタ１７の出力信号を平衡変調回路１８
に加え、可変位相器（または遅延回路）１９を通した帯
域増幅器１５からの信号−を平衡変調してその両信号の
差信号（１，５３±０．５ ＭＨｚ ）成分をＢｒＦ２
０によりぬき出し、その出力信号を加算回路２１に加え
る。

一方映像増幅回路４の出力信号を遅延回路２２、及び増
幅器２３を通して加算回路２１に加える。

ここで遅延回路２２の遅延時間は回路８，９゜１６．１
７，１８，２０によって生じるクロマ信号成分の遅延時
間に合致する様に設定し、かつＢｒＦ２０からの搬送り
ロマ信号と増幅器２３からの信号中の搬送りロマ信号と
の位相が逆相となる様にすれば再生混合カラー信号中の
クロマ信号成分を除去することができ加算回路２１の出
力信号は輝度信号成分のみとなる。

この様にして得られた輝度信号を混合増幅器２４に加え
て、ここで輝度信号に対する時間遅れを補償する遅延回
路２５を通ったＣ形フィルタ１７の出力クロマ信号を混
合してカラーテレビジョン信号を形成した後、出力増幅
器２６を通してビデオ出力端子２７に、さらにＲＦ変調
器２８を通してＲＦ出力端子２９に伝送し、それぞれビ
デオモニタテレビ、あるいは家庭用テレビ受像機にディ
スプレイされる。

上記の様な信号処理回路においては加算回路２１に入力
される両信号のクロマ信号の位相と振幅を再生信号中の
クロマ信号が除去される様に合致させる必要があるが振
幅を合せることは容易に出来るとして゛も位相を合せる
ことは非常に困難であった。

すなわち両クロマ信号の位相を合せるためには輝度信号
回路２２と２３の遅延時間とクロマ信号回路８，９，１
６．１？、１８．２０の遅延時間を合致させる必要があ
るが遅延回路やフィルタ回路の位相特性は同一特性に製
作することはむつかしく特性にバラツキが生じるため、
その位相合せの調整は困難なものになっていた。

さらにかりに位相合せの調整が出来、再生クロマ信号が
除去された状態にあったとしても回路の周囲臨席条件が
変化した場合、前記輝度信号回路２２，２３とクロマ信
号処理回路８，９，１６，１７，１８．２０とでの温度
変化に対する振幅及び位相（遅延）の変化量が異なるた
め再生クロマ信号成分が除去できずその成分が出力信号
に残留し再生画質に著しい劣化をきたす原因となってい
た。

なおこの温度変化に対する影響は発明者の調べたところ
によると振幅性はほとんど問題とならず多くは位相（遅
延）特性の変化に問題があることが分かつている。

本発明は以上の様な問題を解決し調整が容易でかつ湿度
変化に対しても安定した良好な画質が得られる画像信号
再生装置を提供することを目的とするものである。

以下第２図〜第７図をもとに本発明につき説明する。

キャリヤ信号のみに着目して 周波数ｆｓｉキＬ ５３ ＭＨｚの信号をＡｃｏｓω１
を周波数ｆｓキ３．５８ ＭＨｚの信号をＢｃｏｓω２
を周波数ｆｏキ５．１１ ＭＨｚの信号をＣｃｏｓｃｔ
＋３ｔここでω２−ω３−ω、とし、さらに１．５３■
丑回路（回路ブロック８）での位相変化量をΔθ１゜１
、５３ ＭＨｚ回路（回路ブロック１８，２０）での位
相変化量をΔθ／ｉ、 ３．５８ ＭＨｚ回路（回路ブ
ロック９，１６，１７）での位相変化量をΔθ、５、１
１ ＭＩ（ｚ回路（回路ブロック５〜７及び１０〜１５
）での位相変化量をΔθ３、また５、 １１ＭＨｚ移相
回路１９での移相量をθとすると平衡変調回路９の出力
信号は Ｋ １ ＝Ａ ｃｏｓ （Ｃ１ｔ＋Δθ１）・Ｃｃｏｓ
（Ｃ３ｔ＋Δθ３）となりこの差信号成分に２ ＝Ｄ
ｃｏｓ （ω２ｔ＋Δθ−Δ／’ｊ１）なる信号がＢＰ
Ｆ１６により取り出され、これに位相変化量Δθ２が加
わってに３−ＥＣｏｓ（ω２ｔ＋Δθ３＋Δθ２−Δθ
１）なる信号が平衡変調回路１８に入力される。

この平衡変調回路１８の出力信号に４はに４＝Ｅｃｏｓ
（ω２ｔ＋Δθ３＋Δθ２−Δθ１）・Ｆｃｏｓ（Ｃ３
ｔ＋Δθ３＋θ）となりこの差信号成分 に５ ＝Ｇｃｏｓ （Ｃ１ｔ＋（θ＋Δθ１−Δθ２）
）がＢＰＦ２０で取り出され、さらにこれに位相変化量
Δθ１ が加わってに６ ＝Ｈｃｏｓ （Ｃ１ｔ＋（θ
＋Δθ１＋Δθ１ＬΔθρ）なる信号が加算回路２１に
入力される。

以北のことよりｆ。

キ５．１１ ＭＨｚの移相回路の移相量θを変化させる
ことによってｆ ３１字１．５３ ＭＨｚの信号におい
ても同量の移相変化を生じさせることができる。

ここで移相回路としては第３図に示す様によく知られた
回路で構成することができ、ωＬｏ−となる様にり。

とＣ８を設定すれば可ωＣ６ 変抵抗器■Ｒｏの抵抗値を可変することにより振幅一定
で入力信号の位相を可変することができる。

したがって第２図に示す処理回路において１．５３ＭＨ
ｚ帯の再生クロマ信号成分をキャンセルする方法として
加算回路２１に入力される信号処理回路２２，２３と８
，９，１６．１７．１Ｂ、２０の両回路系の群遅延時間
をほぼ合致させた後、前記約５．１１ ＭＨｚの移相回
路１９によりＢＰＦ２０の出力クロマ信号のキャリヤの
位相を位相させることに調整する方法をとれば調整が非
常に容易となるばかりでな（非常に広範囲の遅延時間の
ずれに対する調整が可能である。

第２図においては約５、１１ ＭＨｚの移相回路１９は
回路１５と回路１８の間にそう人したがこの場合は可変
抵抗器■Ｒｏの調整によりＢＰＦ２０の出力クロマ搬送
波信号の位相は回路２３からのクロマ信号の位相に対し
て遅れ方向に移相されるのに対し、移相回路１９を回路
１５と回路９の間にそう人した場合は可変抵抗器■Ｒｏ
の調整によりＢＰＦ２０の出力クロマ搬送波信号の位相
は回路２３からのクロマ信号の位相に対して進み方向に
移相する。

それゆえ移相回路１９のそう人位置は第２図に示す回路
１５と回路１８の間でもよいしまた回路１５と回路９の
間でもよい、さらに前記両方の位置にそう入してもよい
、両方の位置にそう人した場合には移相回路による調整
範囲がさらに広くなる利点がある。

さて以上のごとく調整することにより再生クロマ信号が
キャンセルされた状態にある場合に於ても周囲湿度が変
化した場合には第２図における加算回路２１に入力され
る両クロマ信号の位相の変化量が異なるため、両クロマ
信号の位相がずれてキャンセルもれが生じ再生画質を著
しく劣化させる原因になる。

発明者の調べたところによると前記両クロマ信号の位相
ずれの原因はＣ形りシ形フィルタに使用している１Ｈ超
音波遅延線が主たる原因をなしていることが分かった。

すなわち前記に６なる信号に示したごとく前記超音波遅
延線を含めた３、５８■ｈ回路での位相変化量Δθ２は
他の回路に於ける変化量と逆特性を示しかつその変化量
が他のものより犬であるため前記加算回路２１に入力す
る両クロマ信号の湿度変化に対する位相変化特性は逆特
性を有する。

すなわち回路２３から回路２１に入力するクロマ信号の
位相は湿度上昇につれて遅れる方向に変化するが、回路
２０から回路２１に入力するクロマ信号の位相は湿度上
昇につれて進む方向に変化する。

このため湿度変化に対する位相太化が原因で１．５３■
ｈクロマ信号のキャンセルもれが生じ再生画質を著しく
劣化させる原因になっていた。

第４図は本発明による上記問題点を解決するための温度
補償回路の一実施例を示す図である。

図において、４０１は入力端子、４０２はサーミスタ、
４０３は抵抗器、４０４はコンデンサ、４０５は抵抗器
、４０６はコンデンサ、４０７はインダクタンス、４０
８はＰＩＮダイオード、４０９は一可変抵抗器、４１０
は抵抗器、４１１，４１２はコンデンサ、４１３は出力
端子である。

ここでインダクタンス４０７と可変抵抗器４０９及びコ
ンデンサ４１２は第３図に示す移相器の主たる構成要素
でありそれぞれり。

、■Ｒｏ、ｃｏとするとωＬｏ−の関係が成り立つ様に
構成する。

すωＣ８ −ミスタ４０２はポジスタあるいはセラミスタ等の商品
名で発売されている正特性（湿度の上昇につれて抵抗値
が増加するもの）のものを使用する。

ＰＩＮダイオード４０８は例えば第５図にその特性例を
示すごとく電流の大きさによってその抵抗値が変化する
特性を有する可変抵抗素子（例えばＹＨＰの５０８２−
３３７９）である。

また抵抗器４１０は十分大きな抵抗値を有するものが望
ましくコンデンサ４０６及び４１１の値はコンデンサ４
１２の値に比して十分大きな値に設定する。

以上のような回路構成にすることにより入力端子４０１
に入力された約５．１１ＭＨｚの信号は湿度変化がない
場合にはあらかじめ設定されたＰＩＮダイオード４０８
と可変抵抗器４０９のそれぞれの抵抗値の和の値に応じ
た移相量でもって移相されるが、例えば温度上昇が生じ
た場合サイ、リスク４０２の抵抗値は大きくなりそれに
ともないサーミスタ４０２と抵抗器４０３の接点Ｐの電
圧は低下する。

したがって抵抗器４０５、ＰＩＮダイオード４０８、可
変抵抗器４０９、抵抗器４１０を通って流れるＰＩＮダ
イオードの電流値が低下しＰＩＮダイオード４０８の抵
抗値は増大する。

それゆえ約５．１１ ＭＨｚ信号の位相、すなわち約１
、５３ ＭＨｚクロマ搬送波信号の位相は遅れる方向に
移相されクロマ処理回路（第２図８，９゜１６．１７．
１８．２０）に於ける温度上昇による位相の進み方向へ
の変化をキャンセルしかつサーミスタ４０２の特性及び
抵抗器４０３．４０５４１０の値をうまく設定すれば輝
度信号中のクロマ搬送波信号（第２図２３からの信号）
と同等の温度変化に対する位相変化量を持たせることが
でき再生クロマ信号をほぼ完全な形でキャンセルするこ
とができる。

また温度が低下した場合にはサーミスタ４０２の抵抗値
が低下しＰ点の電圧が上昇せるのでＰＩＮダイオード４
０８の電流値が前とは逆に増大しＰＩＮダイオード４０
８の抵抗値は低下する。

したがって湿度上昇の場合とは逆の方向で補正が働く。

それゆえ本発明によれば温度変化に対しても安定に再生
クロマ信号をキャンセルすることができ湿度変化による
画質劣化を防ぐことができる。

なお上記実施例においてはサーミスタ４０２として正特
性のものを使用したが負特性のものを使用してもよい。

この場合は第４図の実施例においてサーミスタ４０２と
抵抗器４０３の位置を互いに交換すれば同様の効果を得
ることができる。

また可変抵抗素子としてＰＩＮダイオードを用いる実施
例を示したが可変抵抗素子であればＰＩＮダイオードに
限定されるものではない。

例えば第６図は可変抵抗素子としてＦＥＴ４１４を用い
た実施例であるが（第４図と共通する素子には同一番号
を付加した）この様に若干その構成は変える必要がある
がほぼ同様の構成でもって使用することができる。

さらに第７図はサーミスタの温度−抵抗値特性の非線形
性の補なった良好な湿度補償特性を有する実施例を示す
ものである。

第７図に於いて第５図と共通する素子は同一番号をつけ
た。

サーミスタ４１６はサイリスタ４０２とは逆の負特性を
示すものを使用する。

この場合はＰＩＮダイオ−ド４０８の電流値すなわち抵
抗値はＰ点と抵抗器４１５とサイリスタ４１６の接点Ｑ
との電位差によって決まる。

このように温度に応じてその抵抗値が変化する可変抵抗
素子ＡとＰＩＮダイオードの様な可変抵抗素子Ｂを組み
合せて用いた場合、可変抵抗素子Ａを信号処理回路の構
成を気にせず装置の任意の位置に設置することが出来る
ので有利である。

なお上記説明中に使用したサイリスクは温度変化により
抵抗値が変化するが高周波信号（例えば５．１１ＭＨｚ
）に対してはほとんどその抵抗値は零に等しい、したが
って直接可変移相器の可変抵抗素子の一部として使用す
ることが出来ないがもし高周波信号に対しても十分大き
な抵抗値を示し、かつ温度に対応してその抵抗値が変化
する素子があれば上記実施例のごと＜ＰＩＮダイオード
等の可変抵抗素子を用いずに直接移相器の可変抵抗素子
として利用できることは明らかである。

上記実施例は可変移相回路が第２図の位置にある場合の
例であるが可変移相回路を第２図の回路１５と回路９の
間にそう人した場合は上記実施例とは逆に湿度が上昇し
た場合に移相回路の可変抵抗素子の抵抗値が小さくなる
様に、また温度が低下した場合には移相回路の可変抵抗
素子の抵抗値が大きくなる様に回路を構成すればよい。

なお上記実施例に示したサーミスタは熱容量（熱慣性）
が小さいため、特に温度変化の過渡時に湿度補償すべき
電気回路等との温度差が生じる場合があるので例えば回
路のシャーシに熱伝導特性の良い接着物で固定してその
熱容量（熱慣性）を太きくする様にして使用した方が良
い補償効果を得ることが出来る。

以上の説明はべりラドクロマの色搬送波周波数ｆｓ１が
約１．５３ ＭＨｚでＮＴＳＣ’：方式の場合を例にと
って説明したかｆｓｌが他の周波数値であっても本発明
は有効なことは明らかであるし、さらにテレビジョン信
号がＮＴＳＣ方式でなく他の方式であっても同様に本発
明が有効であることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ、ｂはカラーテレビジョン信号の周波数ダイヤ
グラム、第２図は本発明を説明するための画像信号再生
装置のブロックダイヤグラム、第３図は移相回路の構成
を示す結線図、第４図は本発明の一実施例における信号
再生装置に使用する可変移相回路の結線図、第５図はＰ
ＩＮダイオードの電流−抵抗特性例を示す図、第６図及
び第７図は本発明の他の実施例の可変移相回路を示す結
線図である。 ３・・・ＦＭ復調回路、６・・・発振器、１１・・・局
部水晶発振器、１３・・・位相比較器、１６・・・ＢＰ
Ｆ。 １７・・・くし形フィルター、１９・・・可変移相器、
４０２・・・サーミスタ、４０８・・・ＰＩＮダイオー
ド、４０７・・・インダクタンス。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ベリラドクロマ信号が記録されている記録媒体より
   信号を再生するピックアップ手段と、そのピックアップ
   手段からの再生クロマ信号の色バースト信号に位相同期
   した第１の連続信号を作成する手段と、その第１の連続
   信号と標準テレビジョン信号の色副搬送波信号の周波数
   に等しい周波数の信号とよりその和の周波数の第２の連
   続信号を得る第１の周波数変換手段と、前記再生ベリラ
   ドクロマ信号中の再生クロマ信号帯域の信号と前記第２
   の連続信号との差の周波数の信号を得て前記再生クロマ
   信号帯域の信号を標準カラーテレビジョン信号のクロマ
   信号帯域の信号に変換する第２の周波数変換手段と、１
   水平走査期間の遅延時間を有する超音波遅延線を有して
   前記第２の周波数変換手段の出力よりクロマ信号成分の
   み分離抽出するくし型フィルタと、そのくし型フィルタ
   よりのクロマ信号成分と前記第２の連続信号との差の周
   波数の信号を得て、そのクロマ信号成分を再び元の再生
   クロマ信号帯域の信号に変換する第３の周波数変換手段
   と、その第３の周波数変換手段の出力信号を前記再生ベ
   リラドクロマ信号中のクロマ信号と逆極性で加算して、
   その再生ベリラドクロマ信号よりクロマ信号成分を除去
   するクロマ信号除去手段と、そのクロマ信号除去手段の
   出力と前記くし型フィルタの出力とを加算して、標準カ
   ラーテレビジョン信号を得る画像信号再生装置において
   、前記第２の周波数変換手段と前記第３の周波数変換手
   段に入力される前記第２の連続信号の少なくとも一方の
   信号路に、周囲臨席の変化により移相量が前記超音波遅
   延線における周囲臨席の変化による移相量の変化を相殺
   するよう変化する移相回路を挿入したことを特徴とする
   画像信号再生装置。