JPS58190296A - 誘導電動機のトルク制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、誘導電動機の電流と周波数を制御すること
により、トルクを制御する制御装置の改良に関する。

従来、この種の装置として第１図に示すものがあった。

第１図において、（１）はトルクの指定値Ｔｒを発生す
るトルク指令発生器、（２）はトルク指令Ｔｒを入力し
これと所定の対応関係をもつトルク電流（信号）Ｉｒを
発生する回路、（３）は回転Ｎにより励磁電流（信号）
　ＩＥを発生する回路、（４−１）。

（４−２）　、　（４−８）はトルク電流Ｉτ及び励磁
電流ＩＥを入力し、後述する演算をしてＩＭ（ω、θＣ
）の絶対値ＩＭＮ位相θτ及び滑り角周波数ωＳなる信
号をそれぞれ発生する回路、（５）は滑り周波数ωＳを
後述の動作（こより補正した滑り角周波数（信号）ωＳ
′を発生する回路、（６）は回転Ｎに含まれる回転角周
波数ω□を入力し、後述する機能により電流１Ｍ（ω、
θτ）を得る駆動回路、（７）は電流ＩＭ（ω。

０丁）により駆動される誘導電動機、即ちモータ、（８
）はモータ（７）の回転を検出して回転Ｎを発生する検
出器である。

ここで、回路（４−１）〜（４−８）は次式で示す演算
処理を行う回路である １Ｍ　＝　７７Ｍ−Ｈ，１２・・曲（１）ｔｌｒ　＝　
ｔａｎ　’　（Ｉ　ｒｙ”Ｉ　Ｅ　）　　　　　　−（
２）−、−Ｒ２１？ “５−［Ｘ且　　　　　　　　−°＝　（３）たｔごし
、Ｒ９はモータ（７）の二次巻線の抵抗、Ｌ２はモータ
（７）の二次巻線のインダクタンスである。

第２図は以上の関係をベクトル表示したベクトル図であ
る。励磁電流ＩＥを横軸にとりトルク電流ＩＴを縦軸に
とると、絶対値ＩＭはそれらの合成ベクトルとなり、ト
ルク電流Ｉτの変化に対して縦軸上を移動する。

また、駆動回路（６）から出力される電流ＩＭ（ω、θ
Ｃ）は、 ＩＭ（ω、θｒ　）　＝　Ｉ　Ｍｓｉｎ（ａ＋ｔ＋θ７
）＝ｐ〒１％　５ｉｎ（（ａ＋Ｂ十ａ＋ｓ）ｔ＋ｔａｎ
−’−”　　−−（４）Ｉｒ である。ただし、ω＝ω□＋ωＳ このような関係により、トルク変化後の定常条件が完全
に満足され、かつモータ（７）の回転子に対する磁束の
変化が殆んどない状態ではモータ（７）のトルクτ、滑
り角周波数ωＳ及びトルク電流Ｉτは、互に直線的な比
例関係を保つものとなり、モータ（７）のトルクτは電
流Ｉ（ω、θ７）に従ったものとなる。このようにして
装置は、指定値Ｔｒに対して線形な応答を示すものとな
る。この他、空隙磁界の弱め制御（弱磁界制御）は、回
路（３）の励磁電流Ｉ　Ｅにより行なうことができる。

しかし、上記のような特性は、抵抗Ｒ２が温度等によっ
て変化しない場合にのみ成立するのであって、実際の場
合は、抵抗Ｒ２か温度によって変化するので、励磁電流
ＩＥ及びトルク電流１ｒも温度の変化によって影響され
たものとなっている。このため、温度の変化により、モ
ータ（７）は、定常負荷であっても磁束を変化させたり
、またトルクの誤差が発生したりする。

このため、第１図に示すように補正回路として回路（５
）が設けられ、滑り角周波数ωＳを次式で補正していた
。

ωｓ’＝ωｓンＲ５／Ｒ２ −Ｒ蚤　Ｉｒ Ｌ２　　□、　　　　　　　　　　・・・　（５）第８
図は（５）式を実現した回路（５）の詳細を示すブロッ
ク図であり、（５）式の演算を得るように構成されてい
る。部ち、回路（９）はモータ（７）の起電力Ｅｒｎを
検出し、回路００はモータ（７）の指令値Ｅ′ｍを発生
し、回路０υに入力して偏差’Ｅｒ＋１を検出し、偏差
ΔＥｍによって抵抗Ｒ２を補正して抵抗Ｒ′２　　を求
め、更に比源を求める。比」ト Ｒ２Ｒ２は回路（ロ）で滑り角周 波数ωＳと掛算され、ω孔　となって出力される。

例えば、モータ（７）の温度がピｃ１抵抗Ｒ２が７６°
Ｃで与えられたとすると、 問４訃＝智胃専＆　・・・・・・・・・（・）となる。

通常は（６）式で表わされる補正により、実際の滑り角
周波数ω′Ｓを（５）式で求め、補正された状態でモー
タ（７）を制御している。この状態で抵抗Ｒ２の温度変
化Δｔを考えると、モータ（７）の特性、励磁電流ＩＥ
又はトルク電流Ｉτの指令値と実際値が変化し、起電力
らが変化する。その結果、装置は、回路（ロ）の入力に
おける偏差ΔＥｌｎをゼロにするように制御し、最終的
にモータ（７）はある定常状態に落ちつく。

従来の電動機の回転制御装置は以上のように構成されて
おり、運転状態においてモータの二次巻線の抵抗の温度
変化に対処すべく、滑り角周波数を補正していたが、そ
の起動直後等においては補正が行なわれず、低速領域に
おいては、起電力Ｅｍが小さな値となるｔこめ、検出誤
差が発生しやすいなどの欠点があった。

この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、二次銅損より二次巻線の温度上
昇を推定し、その結果で滑り角周波数を補正することに
より、起動時や、低速域に於ても、温度変化によるトル
ク制御誤差を補正できる誘導電動機のトルク制御装置を
提供することを目的としている。

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第４
図はこの発明の一実施例を示しており、同図において、
（１）（２）（３）　（４−１）（４−２）（４−８）
　。

（６）　（７）　（８）は従来装置と同じである。Ｒ１
は、誘導電動機（７）の端子電圧、−次電流を検出して
、磁束のを演算する磁束検出器、（６）は、誘導電動機
（７）の回転数に対応して、磁束指令０ｒを出力する磁
束指令回路、叩は、磁束指令回路（４υと磁束検出器翰
のそれぞれの出力の差をとる減算器、＠３は、減算器四
の出力を積分した結果に基き、二次抵抗の補正信号Ｒ′
２／’Ｒ２ｎ　を出力する積分器である。■は、回路　
　。

（２）から出されるトルク電流指令ＩＴから、二次抵抗
の補正信号Ｒ′２／Ｒｚｏを出力する熱モデル、輪は検
出器（８）の出力である回転数信号ω□に基いて、切換
器ｉｔ＋へ切換信号を送る切換信号発生器、−は切換信
号発生器−からの切換信号に同期して、熱モデル（１）
および積分器−の初期値を切換器向の出力に等しい値に
書きかえる、初期設定回路、（７ｑは、熱モデル（至）
の出力と積分器−の出力を比較し、切換信号発生器−ま
りの切換信号に従って熱モデル員のパラメータを修正す
る修正回路、（２）は従来例と同様の機能を有する補正
用乗算回路である。

次に動作について説明する。

いま、誘導電動機（７）の回転数が毘いとすると、この
とき、切換信号発生器−は、検出器（８）の出力に基い
て、切換器価υへ、接点Ａを閉じるように、切換信号を
送る。その結果、■Ｊｌ）ｊＱ、Ｅｌよりなる５磁束に
よる二次抵抗補正ループが活き、磁束検出値−が磁束指
令値と等しくなるように、二次抵抗補正信号Ｒ′２／Ｒ
ｉｏが変更される。二次抵抗Ｒ２が温度により変化する
と、前述のごとく、すべり周波数ωＳと一次電流ＩＭと
の間の関数関係がくずれ、結果的に、誘導電動機内部で
の励磁電流成分ＩＥが回路（３）で発生される指令値か
らずれる。そのため、誘導機磁束ωが変動する。

この磁束の変化を検出し、磁束の変化分に従って、Ｒ′
２／　Ｒｇｏの値を変更し、磁束０の変動を修正するよ
うにすると、結果的にＲ２の変化を補正したことになる
。これは、従来例に於て、起電力Ｅｍを検出し、Ｒ２の
変化を補正するのと原理的には同じである。しかし起電
力の方は、回転数に比例して変化するので、回転数が低
くなるに従って、検出誤差ΔＥｍが小さくなるのに対し
、磁束を検出しておれば、回転数への依存性が無くなる
利点がある。

磁束の検出器（ホ）としては、従来さまざまな方式が知
られている。第５図はその一例である。この回路は、誂
導′ｉｌＬ動機（７）の−次電流検出器（財）と−次電
圧検出器翰、三相／二相変換器口、（ハ）および磁束成
分演算器物、（ホ）および磁束絶対値演算器に）より構
成される。

誘導電動機の等価回路は周知のごとく、第６図で表わさ
れる、Ｒ１は一次巻線抵抗、１１は一次巻線もれインダ
クタンス、Ｒ２は二次巻線抵抗、４は二次巻線もれイン
タフタンス９Ｍは一次二次巻線間の相互インダクタンス
、＜７８は一次電圧ベクトル。

’Ｉｓは一次電流ベクトル、　　Ｉｒは二次電流ベクト
ル。

Ｓはすべりである。

第６図の等価回路から、−次側の電圧電流について、次
式が成り立つ。

７ｓ＝＝（ｌ、　＋　ｊａｌ＃＋）Ｉｓ＋ｊａ＋Ｍ（Ｉ
ｓ＋Ｉｒ）　　・・・・１７）二次巻線に鎖交する磁束
−は、二次電流による磁束（Ｍ＋ｌｚ）　Ｉｒと一次電
流による磁束中、二次巻線に鎖交する磁束Ｍｉｓの和で
あるから、（８）式となる。

ｊ　＝　（Ｍ＋１２）　Ｉｒ＋ＭＩｓ　　　　　　　・
＝・−・−＝（ｓ）（７）　、　（８）式より次式を得
る。但し、Ｉ、、　、　Ｌ２はそれぞれ一次二次巻線の
自己インダクタンスであり、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ＋、Ｌｖ　＝
Ｍ＋１２である。

Ｖｓ＝Ｒ４１ｓ＋ｊω（ＬＨ−”　）Ｉｓ＋ｊａ＋・Ｍ
ａ−−−Ａ９）ＴＴｈ　　　　　Ｌ２ 値に対する微分方程式に書き直し、実数部（ｄ軸成分）
と虚数部（ｑ軸成分）とに分けると、次の二式が得られ
る。

これらを磁束に関して解くと次式が得られる。

磁束のｄ軸ｑ軸成分は００式で求められるが両成分は直
交しているから、磁束０の絶対値は（２）式で求めるこ
とができる。

Ｃ−如硬〒踪７　　　　　　・−・・・・・（２）第６
図の回路は、以上の原理に基いており、（２）。

（２）により、三相の交流電圧、交流電流が検出され、
変換回置−により二相の電圧電流に変換される。

変換器■（ハ）の回路は、公知の三相／二相変換である
次式を計算するものである。

演算器に）は（２）式を計算するものである。

このようにして、検出器部で検出された磁束がが正確に
演算できなくなる。そのため、回転数が所定値よりも小
さくなると、切換信号発生器−は切換器しυの接点Ｂを
閉じさせるように切換信号を送る。その結果、低速領域
では、（ホ）Ｕ□□□卿よりなる磁束による二次抵抗補
正ループは切れ、熱モデル■による二次抵抗補正が行な
オ）れるようになる。

ベクトル制伝りされる誘導電動機においては、二次回路
に流れる４流は、ｌ・ルク分電流指令１′７に比例して
いる。従って、二次回路で発生する二次銅損ＰＬ２は次
式で表わされる。但し、Ｋ１は定数である。

ＰＬ！＝Ｒ１（遣１　ｒ　）”　＝　Ｋ＋尺ＩＩＬ２Ｒ
：ｌＯ””””’　Ｑ４ この二次銅損による二次導体の温度上昇△【は、二次銅
体の熱容賢、熱抵抗を係数とした微分方程式で表わされ
るが、近似的には、−次遅れ系で表現し、（２）式のよ
うに書くことができる。但しＳはラプラスｔＡＷ子、に
２．］’は定数である。

Ｋ！ △ｔ（ｓ）＝　　　　ＰＬ２（Ｓ）　　　　　　・・・
・・・・・・（至）１ゼト 温度が△を変化したときの二次抵抗Ｒ２の変化率△Ｒ２
／Ｒ，。は、抵抗の温度係数をα。とじたとき（至）式
％式％ （至）、（ト）式より、次式が得られる３、△Ｒ２−α
０Ｋ２ Ｒ，−ｎＢＰＬ２（’＋）　　　　　　　　・・０ηい
ま周囲の温度がｔであれば周囲温度下での二次抵抗Ｒ２
は、次式となる。

Ｒ，＝（１＋鉤ｔ　）　Ｒ２０・・・・・・・・・（至
）さらにこの状態より△を温度上昇があると、二次抵抗
の値はＲ′２となるがこの値とＲ２の間には次式の関係
が成り立つ。

第７図は、以上の原理にもとずく熱モデルである。

回路（２）の出力ＩＴは、二乗回路（ロ）で二乗され、
加算器（至）の出力であるＲｉ／Ｒ２ｏと乗算器（２）
にて乗算される。その結果乗算器（至）の出力は、α◆
式の結果である二次銅損ＰＬ２に比例した量となる。神
は一次遅れ回路であり、時定数をＴ、ゲインをａ４３　
ＫＩ　Ｋ２と選んであるので、その出力は０４式の結果
△Ｒ２／Ｒ１゜に等しい。一方（至）は周囲温度の検出
器、（至）は検出された温度【より、旧／”Ｒ２０を（
至）式にしたがって演算する回路、（７）は０１式の加
算を行う加算器である。このように低速域では、（至）
による温度モデルでＲ７′／　Ｒ２０が求められ、回路
（６）で乗算され、（５）式の補正が行なえる。

一搬に二次回路の熱時定数Ｔは、電気回路の時定数に比
べ非常に大きく、時間のオーダーとなる。

そのため、−次遅れ回路鏝、あるいは積分器−をアナロ
グの増幅器で構成すると、ドリフトが問題となる。この
ためディジタル方式の積分器が必要となる。

また、熱モデル■は、−次遅れ系で近似しており、この
ため、長時間低速運転が継続するような場合、または、
長時間高速運転が継続するような場合、熱モデル曽の出
力に近似による誤差が蓄積し、熱モデル（至）の出力と
、積分器−の出力間に差が発生することが考えられる。

これを解決するのが初期設定回路−である。

第４図の−は、切換信号発生器−からの切換信号と同期
して、熱モデルに）、積分器−の出力を書き換える初期
設定器である。この場合熱モデル山積分器的は、初期設
定可能な積分器を使用する。

たとえば、このような積分器は、第８図のように構成さ
れる。第８図において、（１０２）は入力（１０１）の
絶対値をとる絶対値回路、（ＩＨ）は、回路（２）の出
力に比例した周波数のパルスを発生する電圧制御発振器
、（１０４）（１０５）はＡＮＤ回路、（１０６）は入
力（１０１）の極性に応じて正のときｔ　Ｈ＋＋、負の
時＋Ｉ　Ｌ　Ｉ＋の信号を出すコンパレータ、（１０７
）はコンパレータ（１０６）の論理の反転された出力を
出すインバータ、（１０８）は初期設定可能なディジタ
ルカウンタ、（１０９）は初期設定器−の出力である現
在のＲＳ／Ｒ２０の値をディジタル値に妄吏−９−るＡ
／Ｌ）　＆換器、（１１２）はディジタルカウンタ（１
０８）のカウント値をアナログ値に変更するＤ／Ａ変換
器である。

ディジタルカウンタ（１０８）は、Ｕ、Ｄ、Ｓ、Ｂ　（
７）　８　ッのディジタル入力端子を有し、１つのディ
ジタル出力端千人を持つ。ＳがＨＬ　１７のと）Ｂの入
力とは無関係にカウンタとして動作し、Ｕ端子にパルス
が入力されるたびにカウント値Ａを１増し、Ｄ端子にパ
ルスが入力されるたびにカウント値Ａを１減する。した
がって、入力（１０１）が正の時は、絶対値回路（１０
２）　、　１！圧制御発振器（１０８）により、これに
比例した周波数のパルス列が発生し、コンパレータ（１
０６）出力はｌ　ＨＩ＋、ディジタルカウンタ（ｔｏ７
）出力はＬ″となるので、ＡＮＤ回路（１０４）に、出
力パルスが出てこれがＵ端子に加わる。その結果、ディ
ジタルカウンタ（１０８）は入力（１０１）の大きさに
比例した速度でカウント値Ａを増加する。入力（１０１
）が負ならば、コンパレータ（１０６）出力は′Ｌ”、
ディジタルカウンタ（１０７）出力は°′Ｈ”となるの
で、ＡＮＤ回路（１０５）に出力パルスが出、これがＤ
端子へ加わり、カウント値Ａは、入力（１０１）の大き
さく絶対値）に比例した速度で減少する。このように、
Ｄ／Ａ変換器（ｏ２）の出力である出力（１１８）は、
入力（１０１）を時間積分したものとなり、積分器とし
て機能する。

次に、切換信号発生器−からの切換信号に同期して、初
期設定回路−がＳ端子へ゛Ｈ″信号を与えると、ディジ
タルカウンタ（１０８）のカウント値Ａは瞬時にＳ端子
への入力にリセットされる。初期設定回路−は、切換信
号が出された８１間の切換器−の出力ＲＳ　／　Ｒ，。

をＡ／１）変換器（１０９）へ送る機能も有しており、
したがって、　Ａ／Ｄ変換器（１０１ｉ１）は、切換信
号が出た時点でのＲ２／　Ｒ２０をティジタル値に直し
た信号を出力している。その結果、Ｄ／Ａ変換器（１１
２）出力は、切換前に選択されていたＲ２’／Ｒ２Ｇの
値にリセットされる。このリセットが完了した後、切換
器−は実際の切換えを行うが、このとき、熱モデル−の
出力と積分器−の出力は同一となっているので、切換え
によるショックはｔくなる。また、高速から低速に柊っ
て切換えが行なわれるたびに、熱モテル翰の出力は振分
器−の出力で修正されるので、熱モデルによる糸＆誤差
もリセットされる。

このように熱モデルの近似による誤差は、切換えごとに
修正されるが、−搬に二次回路の熱抵抗や熱容量から、
−次遅れ回路（至）のパラメータを計算するのは複雑で
あり、また、推定誤差も大きくなるので、運転中に一次
遅れパラメータを自動的に求めるのが理想的である。修
正回路内は、このための回路である。（７１は、切換信
号発生器−から高速の信号を受け、高速時のみ、熱モデ
ル曽内の一次遅れ回路（至）のパラメータを自動的に書
きかえる。修正回路（７Ｉの構成例を第９図に示す。パ
ラメータ推定および、変更を容易にするため、第９図の
例では一次遅れ（至）をディジタル系で構成している。

第９図において、（８８１）と（８８２）は同期したサ
ンプラ、（８８８）はサンプルホールド回路、（８８４
）は加算器、（８８５）は、サンプラの１サンプル時点
ごとに加算器（８８４’）の出力を記憶するメモリ、（
８８６）　、　（８８７）は乗算器である。乗算器（２
）の出力を今Ｕ（ｔ）　、−次遅れ回路（至）の出力を
θ（１）とおいたとき、−次遅れ回路（至）は、次式の
計算を行っている。ただし、Ｐ、Ｑは一次遅れのパラメ
ータであり、修正回路（７１で求められる。

θ（ｋ＋Ｉ　Ｔｚ　）　＝Ｐ”θ（ｋＴｓ）＋ＣＩＵ（
ｋＴｓ）−ｅｉ６上式で、たとえばθ（ｋＴｓ）はに番
目のサンプル時点でのθ（１）の値を表わす。

連続系の一次遅れ系のパラメータを時定数Ｔ。

ゲインにとすると、これらとＰ、Ｑの関係は、周知のよ
うに次式で与えられる。

曽式に対するパラメータＰ、Ｑの推定式は、実際の系（
ここでは、切換器−の出力と加算器（２）の出力との差
で代用）の応答をθ（１）としたとき、次式で与えられ
る。但し、Ｐ（０）、Ｑ（０）は初期値である。

修正回路内は、に）式を計算するように構成されている
。（７０１）はθ（１）と７（ｔ）の差ｇ（【）を求め
る減算器、　　（７０２）、（７０８）は乗算器（７０
５）　（７０６）は積分ゲインＫを与える比例演算器、
（７０７）　（７０８）は積分器である。（７０４）は
、切換信号発生器−から高速信号、即ち、切換器−の接
点Ａを閉じる信号により、閉じる接点である。高速領域
では、磁束フィードバックによる二次抵抗補正が正確に
行なわれるので、この間に、積分器−の出力と熱モデル
…の出力が同じになるように、パラメータは修正される
。低速では、修正は行われず、接点（７０４）は開とな
り、積分器（７０７）　（７０８）の出力はホールドさ
れる。

また、第９図のように一次遅れを構成した場合、切り換
え時の初期設定は、メモリ（８８５）の内容を初期設定
回路−の出力と回路−の出力の差になるように書き換え
ることになる。この結果、高速時、自動的に熱モデルの
パラメータが求められる。

なお上記実施例では、高速時磁束のフィードバックによ
り二次抵抗補正を行うように構成したが、従来例第８図
の電圧フィードバックによる二次抵抗補正で代用するこ
とも可能である。

また、切換時に、熱モデルの初期値を書き換えるように
構成したが、高速運転時に逐時熱モデルの初期値を書き
換えるように構成することも可能である。

また、熱モデルは一次系で近似する場合に限らず二次系
あるいは、非線形の動特性を持たせた系で近似すること
も可能である。

さらに、本発明の二次抵抗補正方式は、マイクロプロセ
ッサによって演算を行うこともできる。

以上のように、この発明によれば、低速域では熱モデル
による二次抵抗補正を、高速域では磁束による二次抵抗
補正を切り換え、さらに切換え時、初期値設定とパラメ
ータ修正を行うことにより、全速度域で温度変化による
トルク制御誤差を補正でき、さらに、切換えもスムーズ
に行える効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の誘導電動機のトルク制御装置のブロッ
ク図、第２図は第１図に示す装置の動作ベクトル図、第
８図は第１図に示す装置の滑り周波数補正回路のブロッ
ク図、第４図は本発明の一実施例による誘導電動機のト
ルク制御装置のブロック図、第５図、第７図、第８図、
第９図は、第４図に示す装置の一部分の詳細ブロック図
、第６図は、誘導電動機の等価回路である。 （１）　、　（２）、　（３）　、　（４−１）、（４
−２）、（４−８）、（５）・・・制御回路。 （６）・・駆動回路、（７）・・誘導電動機、（８）・
・・回転数検出器、翰・磁束検出器、００・・・熱モデ
ル、輔・・・磁束指令器１輪・・・減算器、＠３・・・
積分器１輪・・・切換信号発生器、旬　切換器、−・・
初期設定器、（２）・・・乗算器。 −・・・修正回路、＠・・二乗器、（２）・乗算器、■
・・・−次遅れ回路、０５・温度検出器、ｃ１４・演算
回路、に）・・・加Ｎ器、　　（８８１）、（８８２）
・・・サンプラ、　（８８Ｂ）・・・サンプルホールダ
、　　（８８５）　　メモリ、　（８８６）、（８８７
）。 （７０２）、（７０８）・・・乗算器、　　（７０４）
・・・スイッチ、　（７０７）。 （７０８）・・積分器、　　（８８４）、（８８８）、
（７０１）・・・加減算器なお図中同一符号は同一また
は相当部分を示す。 代理人　　　葛　野　信　− 第１図 第２図 第：３図 第４−図 ［ し 第５図 ス 第６図 第７図 ）０ 第８図 ｎ馳

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）トルク指令値に従って、誘導電動機に供給するト
   ルク分電流とすべり周波数とを電動機定数に基いた関数
   関係をもって制御することにより、トルクを制御する装
   置において、前記電動機定数中に含まれる二次抵抗の値
   を補正する第一および第二の手段と、前記誘導電動機の
   回転数が所定値よりも低い時には、前記第一の手段を選
   択し、所定値よりも高い時には、前記第二の手段を選択
   する切換え手段と、切換え時に、次に選択されるべき手
   段の初期値として、それまでに選択されていた手段の最
   終値を与える初期設定手段と、第二の手段が選択中に、
   第一の手段と第二の手段との二次抵抗補正結果の差に基
   いて、第一の手段のパラメータを修正するパラメータ推
   定手段とを備え、二次抵抗値の補正を行うことを特徴と
   する誘導電動機のトルク制御装置。 （２）第一の二次抵抗補正手段が、トルク分電流の指令
   値の二乗と二次抵抗との積で求めた二次銅損に対し、所
   定のパラメータで決まる動特性で追従するように構成さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導
   電動機のトルク制御装置。 （３）　　第二の二次抵抗補正手段が１、誘導電動機の
   一次電圧および一次電流の検出値より磁束を演算する手
   段と、磁束指令と、前記磁束演算結果との差をとり、こ
   れを時間積分した結果に基き、二次抵抗値の補正を行う
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導電動
   機のトルク制御装置。 （４）　　第二の二次抵抗補正手段が、誘導電動機の一
   次電圧および−・次電流の検出値より逆起電力を求める
   手段と、逆起電力指令値と前記逆起電力との差をとり、
   これを時間積分した結果に基き、二次抵抗値の補正を行
   うことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のき導電
   動機のトルク制御装置。 （６）　　第一の二次抵抗補正手段が、トルク分電流の
   指令値より求めた二次銅損に対し、−次遅れで追従する
   ように構成されることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の誘導電動機のトルク制御装置。