JPH0139319B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は誘導電動機の電流と周波数を制御す
ることにより、トルクを制御する制御装置の改良
に関する。

従来、この種の装置として第１図に示すものが
あつた。第１図において、１はトルク指令値Tτ
を発生するトルク指令発生器、２はトルク指令値
Tτを入力しこれと所定の対応関数をもつトルク
電流（信号）Iτを発生するトルク電流指令回路、
３は回転Ｎにより励磁電流（信号）I_Eを発生する
励磁電流指令回路、４−１，４−２，４−３はト
ルク電流Iτ及び励磁電流I_Eを入力し、後述する演
算をして電流I_M（ω、Θc）の絶対値I_M、位相Θτお
よびすべり角周波数ωsなる信号をそれぞれ発生
する回路、５はすべり角周波数ωsを後述の動作
により補正したすべり角周波数（信号）ωs′を発
生する回路、６は回転量Ｎに含まれる回転角周波
数ωmを入力し、後述する機能により電流I_M（ω、
Θτ）を得る駆動回路、７は電流I_M（ω、Θτ）によ
り駆動される誘導電動機、即ちモータ、８はモー
タ７の回転を検出して回転量Ｎを発生する検出器
である。

ここで、回路４−１〜４−３は次式で示す演算
処理を行う回路である。

I_M＝√_E ²＋² …(1) Θτ＝tan^-1（Iτ／I_E） …(2) ωs＝R₂／L₂×Iτ／I_E …(3) ただし、R₂はモータ７の二次巻線の抵抗、L₂
はモータ７の二次巻線のインダクタンスである。

第２図は以上の関係をベクトル表示したベクト
ル図である。励磁電流I_Eを横軸にとりトルク電流
Iτを縦軸にとると、絶対値I_Mはそれらの合成ベク
トルとなり、トルク電流Iτの変化に対して縦軸上
を移動する。

また、駆動回路６から出力される電流I_M（ω、
Θτ）は、 I_M（ω、Θτ）＝I_Msin（ωt＋Θτ） ＝√_E ²＋²sin｛（ωm＋ωs）ｔ＋tan^-1I_E／Iτ
…(4) である。ただし、ω＝ωm＋ωs このような関係により、トルク変化後の定常条
件が完全に満足され、かつモータ７の回転子に対
する磁束の変化が殆んどない状態ではモータ７の
トルクτ、すべり角周波数ωsおよびトルク電流
Iτは互いに直線的な比例関係を保つものとなり、
モータ７のトルクτは電流Ｉ（ω、Θτ）に従つた
ものとなる。このようにして装置は、トルク指令
値Tτに対して線形な応答を示すものとなる。こ
の他、空隙磁界の弱め制御（弱磁界制御）は励磁
電流指令回路３の励磁電流I_Eにより行うことがで
きる。

しかし、上記のような特性は抵抗R₂が温度等
によつて変化しない場合にのみ成立するのであつ
て、実際の場合は抵抗R₂が温度によつて変化す
るので、励磁電流I_Eおよびトルク電流Iτも温度の
変化によつて影響されたものとなつている。この
ため、温度の変化によりモータ７は定常負荷であ
つても磁束を変化させたり、またトルクの誤差が
発生したりする。

このため、第１図に示すように補正回路として
回路５が設けられ、すべり角周波数ωsを次式で
補正していた。

ωs′＝ωs×R₂′／R₂ ＝R₂′／L₂′×Iτ／I_E …(5) 第３図は(5)式を実現した回路５の詳細を示すブ
ロツク図であり、(5)式の演算を得るように構成さ
れている。即ち、回路９はモータ７の起電力E_n
を検出し、回路１０はモータ７の指令値E_n′を発
生し、回路１１に入力して偏差ΔE_nを検出し、偏
差ΔE_nによつて抵抗R₂を補正して抵抗R₂′を求め、
更に比R₂′／R₂を求める。比R₂′／R₂は補正用演算回路
１ ２ですべり角周波数ωsと掛算され、すべり角周
波数指令ωs′となつて出力される。

例えば、モータの温度がｔ℃、抵抗R₂が75℃
で与えられたとすると、 R₂′（ｔ℃）／R₂（75℃）＝234.5℃＋ｔ℃／234.5℃＋
75℃…(6) となる。

通常は(6)式で表される補正により、実際のすべ
り角周波数ωs′は(5)式で求め、補正された状態で
モータ７を制御している。この状態で抵抗R₂の
温度変化Δtを考えると、モータ７の特性、励磁
電流I_E又はトルク電流Iτの指令値と実際値が変化
し、起電力E_nが変化する。その結果、装置は回
路１１の入力における偏差ΔE_nをゼロにするよう
に制御し、最終的にモータ７はある定常状態に落
ちつく。

従来の誘導電動機のトルク制御装置は以上のよ
うに構成されており、運転状態においてモータの
二次巻線の抵抗の温度変化に対処すべく、すべり
角周波数を補正していたが、その起動直後等にお
いては補正が行われず、また低速領域において
は、起動力E_nが小さな値となるため、検出誤差
が発生しやすいなどの欠点があつた。

この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するためになされたもので、二次銅損より二
次巻線の温度上昇を推定し、その結果ですべり角
周波数を補正することにより、起動時や、低速域
においても、温度変化によるトルク制御誤差を補
正できる誘導電動機のトルク制御装置を提供する
ことを目的としている。

以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第４図はこの発明の一実施例を示しており、
第１図および第３図と同一又は均等な構成部分に
は同一符号を付して重複説明を省略する。２０は
モータ７の端子電圧、一次電流を検出して磁束Φ
を演算する磁束検出器、４１はモータ７の回転数
に対応して磁束指令値Φrを出力する磁束指令器、
４２は磁束指令器４１と磁束検出器２０とのそれ
ぞれの出力の差をとる減算器、４３は減算器４２
の出力を積分した結果に基づき二次抵抗の補正信
号R₂′／R₂₀を出力する積分器である。３０はトル
ク電流指令回路２から出されるトルク電流Iτから
二次抵抗の補正信号R₂′／R₂₀を出力する第１の二
次抵抗補正回路である熱モデル、５０は検出器８
の出力である回転角周波数ω_nに基づいて切換器
５１へ切換信号を送る切換信号発生器、６０は切
換信号発生器５０からの切換信号に同期して熱モ
デル３０および積分器４３の初期値を切換器５１
の出力に等しい値に書換える初期設定回路、７０
は熱モデル３０の出力と積分器４３の出力とを比
較し、切換信号発生器５０よりの切換信号に従つ
て熱モデル３０のパラメータを修正する修正回路
である。

次に動作について説明する。

いま、モータ７の回転数が高いとすると、この
とき、切換信号発生器５０は検出器８の出力に基
づいて切換器５１へ接点Ａを閉じるように切換信
号を送る。その結果、磁束検出器２０、磁束指令
器４１、減算器４２および積分器４３よりなる磁
束による二次抵抗補正回路が閉成され、検出磁束
Φが磁束指令値Φrと等しくなるように二次抵抗
補正信号R₂′／R₂₀が変更される。二次抵抗R₂が
温度により変化すると、前述のごとくすべり角周
波数ωsと一次電流I_Mとの間の関数関係がくずれ、
結果的にモータ７内部での励磁電流成分I_Eが励磁
電流指令回路３で発生する励磁電流指令値からず
れる。そのため、モータ７の磁束Φが変動する。

この磁束Φの変化を検出し、磁束Φの変化分に
従つてR₂′／R₂₀の値を変更し、磁束Φの変動を修
正するようにすると、結果的に二次抵抗R₂の変
化を補正したことになる。これは従来例において
起電力E_nを検出し、二次抵抗R₂の変化を補正す
るのと原理的には同じである。しかし起電力の方
は回転数に比例して変化するので、回転数が低く
なるに従つて検出偏差ΔE_nが小さくなるのに対し
磁束Φを検出することにより、回転数への依存性
が無くなる利点がある。

磁束検出器２０としては従来さまざまな方式が
知られている。第５図はその一例である。この磁
束検出器２０はモータ７の一次電流検出器２１と
一次電圧検出器２２、三相／二相変換器２３，２
４、磁束成分演算器２５，２６および磁束絶対値
演算器２７より構成される。

誘導電動機の等価回路は周知のごとく第６図で
表わされる。R₁は一次巻線抵抗、l₁は一次巻線も
れインダクタンス、R₂は二次巻線抵抗、l₂は二次
巻線もれインダクタンス、Ｍは一次二次巻線間の
相互インダクタンス、V〓sは一次電圧ベクトル、
I〓sは一次電流ベクトル、I〓rは二次電流ベクトル、
ｓはすべりである。

第６図の等価回路から、一次側の電圧電流につ
いて、次式が成り立つ。

V〓s＝（R₁＋jωl₁）I〓s＋jωM（I〓s＋I〓r） …(7) 二次巻線に鎖交する磁束Φ〓は二次電流による磁
束（Ｍ＋l₂）I〓rと一次電流による磁束中、二次巻
線に鎖交する磁束MI〓sの和であるから、(8)式とな
る。

Φ〓＝（Ｍ＋l₂）I〓r＋MI〓s …(8) (7)、(8)式より次式を得る。但し、L₁、L₂はそ
れぞれ一次二次巻線の自己インダクタンスであ
り、L₁＝Ｍ＋l₁、L₂＝Ｍ＋l₂である。

V〓s＝R₁I〓s＋jω（L₁−M²／L₂）I〓s＋jω・Ｍ／L₂Φ
〓…(9) ここで簡単のためl₀＝L₁−M²／L₂おき、(9)式を瞬 時値に対する微分方程式に書き直し、実数部（ｄ
軸成分）と虚数部（ｑ軸成分）とに分けると、次
の二式が得られる。

これらを磁束に関して解くと次式が得られる。

磁束のｄ軸ｑ軸成分は(10)式で求められるが両成
分は直交しているから、磁束Φの絶対値は(12)式で
求めることができる。

Φ＝√²＋² …(12) 第５図の回路は、以上の原理に基づいており、
一次電流検出器２１、一次電圧検出器２２によ
り、三相の交流電圧、交流電流が検出され、三
相／二相変換器２３，２４により二相の電圧電流
に変換される。三相／二相変換器２３，２４の回
路は公知の三相／二相変換である次式を計算する
ものである。

磁束成分演算器２５，２６は(11)式を計算し、磁
束絶対値演算器２７は(12)式を計算するものであ
る。

このようにして、磁束検出器２０で検出された
磁束が大きいときは電流に対してすべりが小さい
ことを意味するので、積分器４３により二次抵抗
の補正信号R₂′／R₂₀を増加させる。その結果、補
正用演算回路１２で乗算されるすべり角周波数指
令ω′sは大きくなるように補正される。逆に、磁
束検出器２０で検出された磁束が小さいときは電
流に対してすべりが大きいことを意味するので、
積分器４３により二次抵抗の補正信号R₂′／R₂₀を
減少させる。

その結果、補正用演算回路にて乗算されるべき
すべり角周波数指令ω′sは小さくなる様に補正さ
れる。

このようにして、最終的にはすべり角周波数指
令ω′sと電流との関係(3)式が満足されるような補
正信号R₂′／R₂₀に達すると、検出磁束Φと磁束指
令値Φrが一致し、平衡状態となる。この状態で
は、二次抵抗R₂の変化分は、ちようど積分器４
３の出力R₂′／R₂₀により打ち消され、(5)式の補正
が行われている。つまり、このときの積分器４３
の出力は、実際の二次抵抗R₂の値の変化と同じ
だけ変化している。

以上のように高速領域では二次抵抗R₂の変化
は自動的に補正されるのであるが、低速領域にな
ると、(11)式におけるVds、Vqsの値が小さくな
り、抵抗R₁の温度変化の影響や積分誤差の影響
が大きくなり、磁束Φが正確に演算できなくな
る。そのため、回転数が所定値よりも小さくなる
と、切換信号発生器５０は切換器５１の接点Ｂを
閉じさせるように切換信号を送る。その結果、低
速領域では、磁束検出器２０、磁束指令器４１、
減算器４２および積分器４３よりなる磁束による
二次抵抗補正回路はオープンとなり、熱モデル３
０による二次抵抗補正回路が閉成されて二次抵抗
補正が行われるようになつている。

ベクトル制御される誘導電動機においては、二
次回路に流れる電流は、トルク電流指令値Iτに比
例している。従つて、二次回路で発生する二次銅損
P_L2は次式で表される。但し、K₁は定数である。

P_L2＝R₂（Ｍ／L₂Iτ）²＝K₁R₂／R₂₀Iτ² …（14） この二次銅損による二次導体の温度上昇Δtは、
二次導体の熱容量、熱抵抗を係数とした微分方程
式で表されるが、近似的には一次遅れ系で表現
し、（15）式のように書くことができる。但しＳ
はラプラス演算子、K₂、Ｔは定数である。

Δt（Ss）＝K₂／１＋TSP_L2（Ｓ） …（15） 温度がΔt変化したときの二次抵抗R₂の変化率
ΔR₂／R₂₀は抵抗の温度係数をα₀としたとき（16）
式で表される。

ΔR₂／R₂₀＝α₀Δt …（16） （15）、（16）式により、次式が得られる。

ΔR₂／R₂₀＝α₀K₂／１＋TSP_L2（Ｓ） …（17） いま周囲の温度がｔであれば周囲温度下での二
次抵抗R₂は次式となる。

R₂＝（１＋α₀t）R₂₀ …（18） さらに、この状態よりΔt温度上昇があると、
二次抵抗の値はR₂′となるが、この値とR₂との間
には次式の関係が成り立つ。

R₂′／R₂₀＝１＋α₀（ｔ＋Δt）＝ΔR₂／R₂₀＋R₂／R₂₀
…（19） 第７図は以上の原理に基づく熱モデルである。
トルク電流指令回路２の出力Iτは二乗回路３１で
二乗され、この二乗されたトルク電流指令Iτ²は
加算器３６の出力である補正信号R₂′／R₂₀と乗算
器３２にて乗算される。その結果、乗算器３２の
出力は（14）式の結果である二次銅損P_L2に比例
した量となる。３３は一次遅れ回路であり、時定
数をＴ、ゲインをα₀K₁K₂と選んであるので、そ
の出力は（17）式の結果ΔR₂／R₂₀に等しい。一
方、３５は周囲温度の検出器、３４はこの検出器
３５により検出された温度ｔよりR₂／R₂₀を
（18）式にしたがつて演算する回路、３６は（19）
式の加算を行う加算器である。このように低速領
域では、熱モデル３０により補正信号R₂′／R₂₀が
求められ、補正用演算回路１２で乗算され、(5)式
の補正が行える。

一般に、二次回路の熱時定数Ｔは電気回路の時
定数に比べ非常に大きく時間のオーダーとなる。
そのため、一次遅れ回路３３あるいは積分器４３
をアナログの増幅器で構成すると、ドリフトが問
題となる。このため、デイジタル方式の積分器が
必要となる。

また、熱モデル３０は一次遅れ系で近似してお
り、このため、長時間低速運転が継続するような
場合、または、長時間高速運転が継続するような
場合、熱モデル３０の出力に近似による誤差が蓄
積し、熱モデル３０の出力と、積分器４３の出力
との間に差が発生することが考えられる。これを
解決するために初期設定器６０を設けることが望
ましい。

第４図の６０は切換信号発生器５０からの切換
信号と同期して熱モデル３０または積分器４３の
出力を書換える初期設定器である。この場合、熱
モデル３０、積分器４３は初期設定可能な積分器
を使用する。たとえば、このような積分器は第８
図のように構成される。第８図において、１０２
は入力１０１の絶対値をとる絶対値回路１０３は
絶対値回路１０２の出力に比例した周波数のパル
スを発生する電圧制御発振器、１０４，１０５は
AND回路、１０６は入力１０１の極性に応じて
正のとき“Ｈ”、負の時“Ｌ”の信号を出すコン
パレータ、１０７はコンパレータ１０６の論理の
反転された出力を出すインバータ、１０８は初期
設定可能なデイジタルカウンタ、１０９は初期設
定器６０の出力である現在の補正信号R₂′／R₂₀の
値をデイジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器、１１
２はデイジタルカウンタ１０８のカウント値をア
ナログ値に変換するＤ／Ａ変換器である。

デイジタルカウンタ１０８は、Ｕ、Ｄ、Ｓ、Ｂ
のデイジタル入力端子を有し、１つのデイジタル
出力端子Ａを持つ。Ｓ端子が“Ｌ”のときＢ端子
の入力とは無関係にカウンタとして動作し、Ｕ端
子にパルスが入力されるたびにカウント値Ａを１
増し、Ｄ端子にパルスが入力されるたびにカウン
ト値Ａを１減ずる。したがつて、入力１０１が正
の時は絶対値回路１０２、電圧発振器１０３によ
りこれに比例した周波数のパルス列が発生し、コ
ンパレータ１０６の出力は“Ｈ”、インバータ１
０７の出力は“Ｌ”となるので、AND回路１０
４に出力パルスが出てこれがＵ端子に加わる。そ
の結果、デイジタルカウンタ１０８は入力１０１
の大きさに比例した速度でカウント値Ａを増加す
る。入力１０１が負ならば、コンパレータ１０６
の出力は“Ｌ”、コンパレータ１０７出力は“Ｈ”
となるので、AND回路１０５に出力パルスが出
てこれがＤ端子へ加わり、カウント値Ａは入力１
０１の大きさ（絶対値）に比例した速度で減少す
る。このように、Ｄ／Ａ変換器１１２の出力であ
る出力１１３は入力１０１を時間積分したものと
なり、積分器として機能する。

次に、切換信号発生器５０からの切換信号に同
期して初期設定器６０がＳ端子へ“Ｈ”信号を与
えると、デイジタルカウンタ１０８のカウント値
Ａは瞬時にＢ端子への入力にリセツトされる。初
期設定器６０は切換信号が出された瞬間の切換器
５１の出力R₂′／R₂₀をＡ／Ｄ変換器１０９へ送る
機能も有しており、したがつて、Ａ／Ｄ変換器１
０９は切換信号が出た時点での補正信号R₂′／R₂₀
をデイジタル値に直した信号を出力している。そ
の結果、Ｄ／Ａ変換器１１２の出力は切換前に選
択されていた補正信号R₂′／R₂₀の値にリセツトさ
れる。このリセツトが完了した後、切換器５１は
実際の切換えを行うが、このとき熱モデル３０の
出力と積分器４３の出力は同一となつているの
で、切換えによるシヨツクはなくなる。また、高
速から低速に移つて切換えが行われるたびに、熱
モデル３０の出力は積分器４３の出力で修正され
るので、熱モデルによる蓄積誤差もリセツトされ
る。

このように熱モデルの近似による誤差は切換え
ごとに修正されるが、一般に二次回路の熱抵抗や
熱容量から一次遅れ回路３３のパラメータを計算
するのは複雑であり、また推定誤差も大きくなる
ので、運転中に一次遅れパラメータを自動的に求
めるのが理想的である。修正回路７０はこのため
の回路である。７０は切換信号発生器５０から高
速の信号を受け、高速時のみ熱モデル３０内の一
次遅れ回路３３のパラメータを自動的に書換え
る。修正回路７０の構成例を第９図に示す。パラ
メータ推定および変更を容易にするため第９図の
例では一次遅れ回路３３をデイジタル系で構成し
ている。第９図において、３３１と３３２は同期
したサンプラ、３３３はサンプルホールド回路、
３３４は加算器、３３５はサンプラ３３１，３３
２の１サンプル時点ごとに加算器３３４の出力を
記憶するメモリ、３３６，３３７は乗算器であ
る。乗算器３２の出力である二次銅損に比例した
量を今Ｕ（ｔ）、一次遅れ回路３３の出力である二
次抵抗の変化率ΔR₂／R₂₀の推定値をΘ^（ｔ）とお
いたとき、一次遅れ回路３３は次式の計算を行つ
ている。ただし、Ｐ、Ｑは一次遅れのパラメータ
であり、修正回路７０で求められる。

Θ^（＋1）＝Ｐ・Θ^（kTs）＋Ｑ・Ｕ（kTs）
…（20） 上式で、たとえばΘ^（kTs）はｋ番目のサンプ
ル時点でのΘ^（ｔ）の値を表わす。

連続系の一次遅れ系のパラメータを時定数Ｔ、
ゲインＫとすると、これらとＰ、Ｑの関係は周知
のように次式で与えられる。

（20）式に対するパラメータＰ、Ｑの推定式は
実際の系（ここでは切換器５１の出力と加算器３
４の出力との差で代用）における二次抵抗変化率
ΔR₂／R₂₀の実際値Θ（ｔ）としたとき次式で与え
られる。但し、Ｐ（０）、Ｑ（０）は初期値である。

Ｐ（τ）＝Ｐ（０）＋K∫〓₀（θ（ｔ）−θ^（ｔ
）・θ^（ｔ）dt Ｐ（τ）＝Ｐ（０）＋K∫〓₀（θ（ｔ）−θ^（ｔ
）・θ^（ｔ）dt θ（τ）＝θ（０）＋K∫〓₀（θ（ｔ）−θ^（ｔ）・
Ｕ（ｔ）dt…（22） 修正回路７０は（22）式を計算するように構成
されている。７０１はθ（ｔ）とθ^（ｔ）の差ε
（ｔ）を求める減算器、７０２，７０３は乗算器、
７０５，７０６は積分ゲインＫを与える比例演算
器、７０７，７０８は積分器である。７０４は切
換信号発生器５０から高速信号、即ち切換器５１
の接点Ａを閉じる信号により閉じる接点である。
高速領域では磁束フイードバツクによる二次抵抗
補正が正確に行われるので、この間に積分器４３
の出力と熱モデル３０の出力とが同じになるよう
にパラメータは修正される。低速領域では修正は
行われず、接点７０４は開となり、積分器７０
７，７０８の出力はホールドされる。

また、第９図のように一次遅れを構成した場
合、切換え時の初期設定は初期設定器６０の出力
と回路３４の出力との差を減算器３３８により求
め、この求めた差になるようにメモリ３３５の内
容を書換えることになる。この結果、高速時自動
的に熱モデル３０のパラメータが求められる。

なお、上記実施例では、高速時磁束のフイード
バツクにより二次抵抗補正を行うように構成した
が、従来例第３図の電圧フイードバツクによる二
次抵抗補正で代用することも可能である。

また、切換時に熱モデルの初期値を書換えるよ
うに構成したが、高速運転時に逐次熱モデルの初
期値を書換えるように構成することも可能であ
る。

さらに、本発明の二次抵抗補正方式はマイクロ
プロセツサによつて演算を行うこともできる。

以上のように、この発明によれば、低速領域で
は熱モデルによる二次抵抗補正を行い、高速域で
は磁束による二次抵抗補正を行うようにし、さら
に切換え時パラメータ修正を行うことにより全速
度領域で温度変化によるトルク制御誤差を補正で
き、さらに切換えもスムーズに行える効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の誘導電動機のトルク制御装置の
ブロツク図、第２図は第１図に示す装置の動作ベ
クトル図、第３図は第１図に示す装置の滑り周波
数補正回路のブロツク図、第４図は本発明の一実
施例による誘導電動機のトルク制御装置のブロツ
ク図、第５図、第７図、第８図、第９図は第４図
に示す装置の一部分の詳細ブロツク図、第６図は
誘導電動機の等価回路である。 １，２，３，４−１，４−２，４−３，５……
制御回路、６……駆動回路、７……誘導電動機、
８……回転数検出器、２０……磁束検出器、３０
……熱モデル、４１……磁束指令器、４２……減
算器、４３……積分器、５０……切換信号発生
器、５１……切換器、６０……初期設定器、１２
……乗算器、７０……修正器、３１……二乗器、
３３……一次遅れ回路、３５……温度検出器、３
４……演算回路、３６……加算器、３３１，３３
２……サンプラ、３３３……サンプルホールダ、
３３５……メモリ、３３６，３３７，７０２，７
０３……乗算器、７０４……スイツチ、７０７，
７０８……積分器、３３４，３３８，７０１……
加減算器。なお、図中、同一符号は同一または相
当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ トルク電流指令値Iτ、励磁電流指令値I_Eより
   電流の絶対値I_M（I_M＝√_E ²＋²）と位相θτ（θ
   τ＝
   tan^-1Iτ／I_E）とすべり角周波数ωs（ωs＝R₂／
   L₂・Iτ／I_E但しR₂：二次巻線の抵抗、L₂：二次巻
   線のインダクタンス）とを求めると共に、温度に
   よつて変化する二次巻線の抵抗を補正してすべり
   角周波数を補正することにより誘導電動機の回転
   を制御する誘導電動機のトルク制御装置におい
   て、上記トルク電流指令値と上記二次巻線の抵抗
   とより二次銅損Ｕを求める演算回路、この演算回
   路により求めた二次銅損による二次導体の温度上
   昇を一次遅れ回路により表現すると共に温度変化
   分から二次抵抗変化を求める熱モデルにより構成
   される第１の二次抵抗補正回路と、上記誘導電動
   機の端子電圧と一次電流より磁束を求める磁束検
   出器、この磁束検出器で求めた検出磁束と上記誘
   導電動機の回転数に対応した磁束指令値との偏差
   を求める減算器およびこの偏差を積分する積分器
   により構成される第２の二次抵抗補正回路と、上
   記誘導電動機の回転数が所定値より低いときは第
   １の二次抵抗補正回路を選択する切換信号を出力
   し、所定値より高いときは第２の二次抵抗補正回
   路を選択する切換信号を出力する切換信号発生器
   と、第１および第２の二次抵抗補正回路の切換え
   時、現在選択されている二次抵抗補正回路の出力
   値を次に選択しようとする二次抵抗補正回路の出
   力値として設定する初期設定回路と、上記第１の
   二次抵抗補正回路の一次遅れ回路の出力θ＾と上記
   第２の二次抵抗補正回路の出力に基づき得られた
   実際の二次抵抗変化率θの差を求める減算器とこ
   の減算器の出力と上記一次遅れ回路の出力θ＾を乗
   算する第１の乗算器と上記減算器の出力と上記演
   算回路で求められた二次銅損Ｕを乗算する第２の
   乗算器並びに上記切換信号発生器から高速の切換
   信号に基づき上記第１および第２の乗算器の出力
   を夫々積分する第１および第２の積分器により構
   成され高速時に上記各積分器からの出力を上記熱
   モデル内の一次遅れ回路のパラメータとするよう
   書換える修正回路とを備えたことを特徴とする誘
   導電動機のトルク制御装置。