JPS58190295A - 誘導電動機のトルク制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、誘導電動機の電流と周波数を制御すること
により、トルクを制御する制御装置の改良に関する。

従来、この種の装置として第１図に示すものがあった。

第１図において、（１）はトルクの指定値Ｔ７を発生す
るトルク指令発生器、（２）はトルク指令Ｔ。

を入力しこれと所定の対応関係をもつトルク電流（信号
）ｌ工を発生する回路、（３）は回路Ｎにより励磁電流
（信号口Ｅを発生する回路、（４−ｔ）。

（４−２）ｔ　　（４−８）はトルク電流Ｉｆ及び励磁
電流１１を入力し、後述する演算をして電流−（ａ。

θＣ）の絶対値ＩＭ、位相θ１及び滑り角周波数＃８な
る信号をそれぞれ発生する回路、（５）は滑り周波数ω
Ｂを後述の動作により補正した滑り角周波数（信号）ω
Ｓ′を発生する回路、（６）は回転Ｎに含まれる回転角
周波数Ｖ、、、を入力し、後述する機能により電流ＩＭ
（−９θ、）を得る駆動回路、（７）は電流ＩＭ（ω、
θ７）により駆動される誘導電動機、即ちモータ、（８
）はモータ（７）の回転を検出して回転Ｎを発生する検
出器である。

ここで、回路（４−１）〜（４−８）は次式で示す演算
処理を行ケ回路である ＩＭ＝５　　　　　　　・・・・・・・・・・・・・・
・（１）θ７＝−・（ＩＴ／１．　）　　　　　　・・
・・・・・−・・・・・・・（２）ただし、Ｒ１はモー
タ（７）の二次巻線の抵抗、Ｌ２はモータ（７）　ｏ　
先決巻線のインダクタンスである。

ｊＩ２図は以上の関係をベクトル表示したベクトル図で
ある。励磁電流Ｉ８を横軸にとりトルク電流１１　を縦
軸にとると、絶対値１．はそれらの合成ベクトルとなり
、トルク電流ＩＴの変化に対して縦軸上を移動する。

また、駆動回路（６）から出力される電流Ｉ、（ω。

θＣ）は、 ＩＭ（ｍｅθｔ）＝ＩＭＳＩｎ（ωｔ＋θｔ、）このよ
うな関係により、トルク変化後の定常条件が完全に満足
され、かつモータ（７）の回転子に対する磁束の変化が
殆んどない状態ではモータ（７）のトルク変化後り角周
波数ωＢ及びトルク電流１１は、互に直線的な比例関係
を保つものとなり、モータ（７］のトルクＴは電流！（
ω、θＴ）に従ったものとなる。このようにして装置は
、指定値ＴＴ　　に対して線形な応答を示すものとなる
。この他、空隙磁界の弱め制御（弱磁界制御）は、回路
（３）の励磁電流１．により行なうことができる。

しかし、上記のような特性は、抵抗Ｒ２が温度等によっ
て変化しない場合にのみ成立するのであって、実際の場
合は、抵抗Ｒ２が温度によって変化するので、励磁電流
Ｉ、及びトルク電流Ｉ、も温度の変化によって影昏され
たものとなっている。

このため、温度の変化により、モータ（７）は、定常負
荷であってもａｌｌ末を変化させたり、またトルクの誤
差が発生したりする。

このため、第１図に示すように補正回路として回路（６
）が設けられ、滑り角固波数ω８を次式で補正していた
。

ωｓ′＝町Ｋ　Ｒ２’　／’Ｒ２ Ｒ、／　　　ｒｒ Ｌ！　　　　ＩＥ　　　　　　　””””””””“）
喝８図は（５）式を実現した回路（６）の詳細を示すブ
ロック図であり、（５）式の演算を得るように構成され
ている。Ｉｐち、回路（９）はモータ（７）の起電力Ｅ
。

を検出し、回路（Ｊｌはモータ（７）の指令値Ｇを発生
し、回路（ロ）に入力して偏差ΔＥｍを検出し、偏差角
周波数ωＢと掛算され、ωａとなって出力される。

例えば、モータ（７）の温度がｔｏ（：、抵抗Ｒ２が７
６°Ｃで与えられたとすると、 となる。

通常は（６）式で表わされる補正により、実際の滑り角
周波数ω′Ｓを（５）式で求め、補正された状態でモー
タ（７）を制御している。この状態で抵抗Ｒ１の温度変
化Δｔを考えると、モータ（７）の特性、励磁電流Ｉト
又はトルク電流Ｊ７．の指令値と実際値が変化し、起電
力Ｅｔｒｌが変化する。その結果、装置は、ａ＊ＣＵの
入力における偏差ΔＥｎｌをゼロにするように制御し、
最終的にモータ（７）はある定常状態に落ちつく。

従来のｉｌＥ＠ｌｉｔの回転制御装置は以上のように構
成されており、運転状態においてモータの二次巻線の抵
抗の温度変化に対処すべく、滑り角周波数を補正してい
たが、その起動直後等においては補正が行なわれず、低
速領域においては、起電力Ｅｔｎが小さな直となるため
、検出誤差が発生しやすいなどの欠点があった。

この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、二次銅損より二次巻線の温度上
昇を推定し、その結果で滑り角周波数を補正することに
より、起動時や、低速域に於ても、温度変化によるトル
ク制御誤差を補正できる誘導ｗ１動機のトルク制御装置
を提供することを目的としている。

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第４
図はこの発明の一実施例であって、同図において、（１
）（２）（３）　（４−１）　（４−２）　（４−８）
、（６）け）（８）は従来装置と同じである。勾は誘導
電動機（７）の端子電圧、−次電流を検出して、磁束り
を演算する磁束検出器、（ロ）は、誘導電動機（７）の
１転数に対応して、磁束指令＃、を出力する磁束指令回
路、輪は磁束検出器（１）と磁束指令器−のそれぞれの
出力の差をとる減算器、鵠は、減算器に）の出力を積分
した結果に基き、二次抵抗の補正信号ＲＱ　／Ｒ，。を
出力する積分器である。（２）は、回路（２）から出さ
れるトルク電流指令Ｉ、から、二次抵抗の補正信号ＲＫ
／Ｒ＊。

を出力する熱モデル、輪は、検出器（８）の出力である
回転数信号ω工に基いて、切換器（財）へ切換信号を送
る切換信号発生器、−は、切換信号発生器−からの切換
信号に同期して、熱モデルに）および積分器−の初期値
を切換器−の出力に等しい値に書きかえる、初期設定回
路、（２）は従来例と同様の機能を有する補正用乗算回
路である。

次に動作について説明する。

いま、誘導電動機（７）の回転数が高いとすると、この
とき、切換信号発生器曽は、検出器（８）の出力に基い
て、切換器（２）へ、接点人を閉じるように、切換信号
を送る。その結果、（ホ）、■、＠、−よりなる磁束に
よる二次抵抗補正ループが活き、磁束検出値−が磁束指
令値と等しくなるように、二次抵抗補正信号Ｒ１／Ｒ寓
◎が変更される。二次抵抗Ｒ８が温度により変化すると
、前述のごとく、すべり周波数−１と一次電流ＩＭとの
間の関数関係がくずれ結果的に、誘導電動機内部での励
磁電流成分■ｌが回路（３）で発生される指令値からず
れる。そのため、誘導機磁束−が変動する。

この磁束の変化を検出し、磁束の変化分に従って、Ｒ′
Ｉ／Ｒ２Ｇの値を変更し、磁束−の変動を修正するよう
にすると、結果的にＲ２の変化を補正したことになる。

これは、従来例に於て、起電力Ｅ。

を検出し、Ｒ２の変化を補正するのと原理的には同じで
ある。しかし、起電力の方は、回転数に比例して変化す
るので、回転数が低くなるに従って、検出誤差ΔＥ、ｒ
、が小さくなるのに対し、磁束を検出しておれば、回転
数への依存性が無くなる利点がある。

磁束の検出器（ホ）としては、従来さまざまな方式が知
られている。４５図はその一例である。この回路は、誘
導電動機（７）の−次電流検出器（２）と−次電圧検出
器（２）、三相／二相変換器に）、■および磁束成分演
算器に）、（２）および磁束絶対値演算器（２）より構
成される。

誘導電動機の等価回路は周知のごとく、第６図で表わさ
れる。Ｒ１は一次巻締抵抗、ｌ！は一次巻線もれインダ
クタンス、ＲＲは二次巻線抵抗、ｌ！は二次巻線もれイ
ンダクタンス、Ｍは一次二次巻線間の相互インダクタン
ス、Ｒ８は一次電圧ベクトル、１８は一次電流ベクトル
、ｉｒは二次電流ベクトル、Ｓはすべりである。第６図
の等価回路から、−次側の電圧電流について、次式が成
り立つＯ Ｖｓ　””　（Ｒ１＋ｊａ＋ｊＩ）　ｊｓ　＋ｊａ＋Ｍ
（’ＩＢ＋Ｉｒ）　　−（７）二次巻線に鎖交する〜磁
束−は、二次電流による磁束（Ｍ　＋１２　）　ｉｒと
一次電流による磁束中、二次巻線に鎖交する磁束Ｍｉ８
の和であるから、（８）式となる。

（７）　＃　（８）式より次式を得る。但し、Ｌｔ＊Ｌ
ｔはそれぞれ一次二次巻線の自己インダクタンスであり
、時値に対する微分方程式に書き直し、実数部（ｄ軸成
分）と虚数部（ｑ軸成分）とに分けると、次の二式が得
られる。

これらを磁束に関して解くと次式が得られる。

磁束のｄ軸ｑ軸成分はＵＵ式で求められるが両成分は直
交しているから、磁束−の絶対値は０式で求めることが
できる。

ａ＝ｉ　　　　　・・・・・・・・・・四端６図の回路
は、以上の原理に基いており、（２）。

輪により、三相の交流電圧、交流電流が検出され、変換
器（至）、−により、二相の電圧電流に変換される。変
換器（２）、−の回路は、公知の三相／二相変磁束成分
演算器に）に）は０９式を計算し、磁束絶対値演算器−
は、（ロ）式を計算するものである。

このようにして、検出器（１）で検出された磁束が大赤
いときは、電流に対して、すべてが小さいことを意味す
るので積分器−により、Ｒ’ｔ／ＲＢを増加させる。そ
の結果これが補正用乗算回路（６）で乗算されるすべ）
°周波数指令祇は大きくなる様に補正される。逆１ζ、
検出器に）で検出された磁束が小さいときは、電流に対
し、すべりが大きいことを意味するので、積分器−によ
りＲ’２／Ｒ２０を減少させる。その結果ωａは小さく
なる様に補正される。

このようにして、最終的には、すべり周波数ω′８と、
電流との関係（３）式が満足されるようなＲ’ｌ　／　
ＲＢ瞥ζ達すると、検出磁束Φと指令値Ｑｒが一致し、
平衡状態となる。

この状態では二次磁束Ｒ２の変化分は、ちょうど積分器
−の出力Ｒ’ｚ　／　Ｒ、。により、打ち消され、（２
）式の補正が行なわれている。つまり、このときの積分
器−の出力は、実際の二次抵抗Ｒ８の値の変化と同じだ
け変化している。

以上のように、高速領域では、Ｒ’Ａの変化は、自動的
に補正されるのであるが、低速になると、ａ◇式に於け
る■ｄｓ、ｖ、ｓの値が小さくなり、Ｒ１の温度変化の
影響や、積分誤差の影響が大きくなり、磁束−が正確に
演算できなくなる。そのため、回転数が所定値よりも小
さくなると、切換信号発生ｉＩ軸は、切換盤目の接点Ｂ
を閉じさせるように切換信号を送る。その結果、低速領
域では、　ａｏｎｗ−よ口なる磁束による二次抵抗補正
ループは切れ・神の熱モデルによる二次抵抗補正が行な
われるようになる。

ベラトル［御される誘導電動機においては、二次回路に
流れる電流は、トルク分電流指令■７に比例している。

従って、二次回路で発生する二次銅損ＰＬ２は次式で表
わされる。但し、ＫＩは定数である。

仁の二次銅損による二次導体の温度上昇Δｔは、二次銅
体の熱容量、熱抵抗を係数とした、微分方程式で表わさ
れるが、近似的には、−次遅れ系で表現し、曽式のよう
に書くことができる。但しＳはラプラス演算子、Ｋ２＊
Ｔは定数である。

Ｋ！ Δ１（Ｓ）　＝　−ＰＬＩ　（Ｓ）　　　　　・・・・
・・・・・・・・　斡１＋ＴＳ 温度がΔを変化したときの二次抵抗Ｒ２の変化率ΔＲ１
／Ｒ１Ｇは抵抗の温度係数を鉤としたと＞（１１１式％
式％ （） 鱒、（ロ）式より、次式が得られる。

いま周囲の温度がｔであれば周囲温度下での二次抵抗Ｒ
２は、次式となる。

Ｒ冨＝（１＋α（Ｉｔ）Ｒ２Ｏ・・・・・・・・・・・
・　（至）さらにこの状態よりΔを温度上昇があると、
二次抵抗の値はＲＱとなるがこの値とＲ，の間には次式
の関係が成り立つ。

第７図は、以上の原理にもとずく熱モデルである。

回＠　（２）の出力■１は、二乗回路（ロ）で二乗され
、加算ｓｍの出力であるＲ’！／Ｒ１１）と乗算器■に
て乗算される。その結果乗算器に）の出力は、（ロ）式
の結果である二次銅損ＰＬｔに比例した凰となる。彎は
一次遅れ回路であり、時定数をＴ、ゲインをαｏｘｔＫ
ｇと選んであるので、その出力は（ロ）式の結果、ΔＲ
８／Ｒ８，に等しい。一方（７）は周囲温度の検出器、
■は、検出された温度ｔより、Ｒ２／Ｒｇｏを（７）式
にしたがって演算する回路、（７）は（ＩＣＪ式の加算
を行う加算器である。このように低速域では、曽による
温度モデルでＲ’、／Ｒ，。が求められ、回路（２）で
乗算され、（５）式の補正が行なえる。

一搬に二次回路の熱時定数Ｔは、電気回路の時定数に比
べ非常に大キく、時間のオーダーとなる。

そのため、鏝の一次遅れ、あるいは、積分器−をアナロ
グの増幅器で構成すると、ドリフトが問題となる。この
ため、ディジタル方式の積分器が必要となる。

また、熱モデル（ト）は、−次遅れ系で近似しており、
このため、長時間、低速運転が継続するような場合、ま
たは、長時間高速運転が継続するような場合、熱モデル
に）の出力に近似による誤差が蓄積し、熱モデル員の出
力と、積分器−の出力間に差が発生することが考えられ
る。これを解決するのが本発明の第２の目的である。

ＩＩ４図の川は、切換信号発生器−からの切換信号と同
期して、熱モデルに）、積分器−の出力を書き換える初
期設定器である。この場合に）、＠は、初期設定可能な
積分器を使用する。たとえば、このような積分器は、第
８図のよう番こ構成される。第８図において、（１０２
）ｌよ入力（１０１）の絶対値をとる絶対値回路、（１
０８月よ、回路（１０２）の出力に比例した周波数のパ
ルスを発生する電圧制御発振器、（１０４）（１側）は
ＡＮＤ回路、（１０Ｂ）は入力（１０１）の極性に応じ
で正のとｈ％　Ｈ？、負の時′″Ｌ′の信号を出すコン
パレータ、（１０７）はコンパレータ（１０６）の論理
の反転された出力を出すインバータ、（１０８）は初期
設定可能なディジタルカウンタ、（１０９）は、回路−
の出力である現在のＲＳ／Ｒ２ｏの値をディジタル値に
変更するＡ／Ｄ変換器、（１１２）は、ディジタルカウ
ンタ（１０Ｂ）のカウント値をアナログ値に変更するＤ
／Ａ変換器である。

ディジタルカウンタ（１０８）ハ、Ｕ、Ｄ、Ｓ、Ｂ（７
）８つのディジタル入力端子を有し、１つのディジタル
出力端子Ａを持つっＳが′Ｌ′のと＆Ｂの入力とは無関
係にカウンタとして動作し、Ｕ端子にパルスが入力され
るたびにカウント値Ａを１増し、Ｄ端子にパルスが入力
されるたびにカウント値Ａを１減する。したがって、入
力（１０１）が正の時は、絶対値回路（１０２）　、電
圧制御発振器”（１０８）により、これに比例した周波
数のパルス列が発生し、コンパレータ（１０８）出力は
ＩＨ′、インバータ（ＬＣＷ）出方は％　Ｌ　＃となる
ので、ＡＮＤ回Ｍ　（１０４）に、出力パルスが出てξ
れがＵ端子に加わる。その結果、ディジタルカウンタ（
１０８）は入力（１０１）の大きさに比例した速度でカ
ウント値Ａを増加する。入力（１０１）が負ならば、コ
ンパレータ（１０１３）出力はＩＬ′、インバータ（１
０７）出力は５Ｈ′となるので、ＡＮＤ回路（１０５）
に出力パルスが出、これがＤ端子へ加わり、カウント傭
人は、入力（１（ｎ）の大きさく絶対値）Ｉこ比例した
速度で減少する。このように、Ｄ／Ａ変換１！（１１２
）Ｏ出力である出力（１１８）は、入力（１０１）を時
間積分したものとなり、積分器として機能する。

次に、切換信号発生器句からの切換信号に同期して、回
路用がＳ端子へ″ＩＨ″信号を与えると、ディジタルカ
ウンタ（１０８）のカウントｍ　Ａ　＋、ｔ　ｈ時にＢ
端子への入力にリセットされる。回路…は、切換信号が
出された瞬間の切換器−の出力Ｒ’！／′Ｒｇ。

をＡ／Ｄ変換器（１０９）べ送る機能も有しており、し
たがって、Ａ／’Ｄ変換器（１０９）は、切換信号が出
た時点でのｎ７Ｒ，。をディジタル値に直した信号を出
力している。その結果、Ｄ／Ａ変換器（１１２）出力は
、切換前に選択されていたＲ′ｇ／Ｒ１・の値にリセト
される。このリセットが完了した後、切換器旬は実際の
切換えを行うが、このとき、熱モデル（至）の出力と積
分器−の出力は同一となっているので、切換えによるシ
ョックはなくなる。また、高速から低速に移って切換え
が行なわれるたびに、熱モデルに）の出力は積分器−の
出力で修正されるので、熱モデルによる蓄積誤差もリセ
ットされる。

−次遅れ（至）も、４８図の積分器（１００）を使って
、第９図のように構成することができる。このときＡ／
Ｄ変換器（１０９）への入力は、Ｒ’、／Ｒ，。−Ｒ２
／Ｒ重。

とじなければならないことは言うまでもない。

なお上記実施例では、高速時磁束のフィードバックによ
り二次抵抗補正を行うよう奢こ構成したが、従来例ｊＩ
８図の電圧フィードバックによる二次抵抗補正で代用す
ることも可能である。

また、切換時に、熱モデルの初期値を書き換えるように
構成したが、高速運転時に逐時熱モデルの初期値を書き
換えるように構成することも可能である。

また、熱モデルは一次系で近似する場合に限らず二次系
あるいは、非線形の動特性を持たせた系で近似すること
も可能である。

さらに、本発明の二次抵抗補正方式は、マイクロプロセ
ッサによって演算を行うこともできる。

以上のように、この発明によれば、低速域では熱モデル
による二次抵抗補正を、高速域では磁束による二次抵抗
補正を切港換え、さらに切換え時、初期値設定を行うこ
とにより、全速度域で温度変化によるトルク制御誤差を
補正でき、さらに、切換えもスムーズに行える効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

１１［１図は、従来の誘導電動機のトルク制御装置のブ
ロック図、第２図は第１図に示す装置の動作のベクトル
図、第８図は、第１図に示す装置の滑り周波数補正回路
のブロック図、第４図は本発明の一実施例による誘導電
動機のトルク制御装置のブロック図、１１６図、第７図
、第８図、第９図は、第４図に示す装置の一部分の詳細
ブロック図、第６図は、誘導電動機の等価回路である。 （１）　＃　（２）　＃（ｓ）　ｅ　（４−１）　ｔ　
（４−２）　Ｉ　（４−ｓ）＊（ｓ）・・・・・・・・
・制御回路、（６）・・・・・・・・・駆動回路、（１
）・・・・・・・・・誘導電動機、（８）・・・・・・
・回軟皺−出器、に）−・・・・・・磁束検出器、帽・
・・・・・・・熱モデル、（ロ）・・・・・・・・・磁
束指令器、−・・・・・・・・・減算器、４・・・・・
・積分器、員・・・・・・・・・切換信号発生器、（２
）・・・・・・・・・切換器、−・・・・・・・・・初
期設定器、（２）・・・・・・・・・乗算器、ｏト・・
・甲・・二乗器、（至）・・・・・・・・・乗算器、（
至）・・・・・・・・・−次遅れ回路、（至）・・・・
・・・・・温度検出器、（至）・・・・・・・・・演算
回路、鴫・・・・・・・・・加算器。 なお図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人　葛野信− 第５図 第６図 第７図 第８図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）トルク指令値に従って、８導電動機に供給するト
   ルク分電流とすべり周波数とを電動機定数に基いた関数
   関係を持って制御することにより、トルクを制御する装
   置において、上記電動機定数中に含まれる二次抵抗の値
   を、上記トルク分電流の指令値の二乗と二次抵抗との積
   で求めた二次銅損に対し、所定の動特性で追従するよう
   にした第一の二次抵抗補正手段、上記電動機の一次電圧
   、−次電流の検出値から磁束を演算する手段と、磁束指
   令と、前記磁束演算結果との差を時間積分した結果に基
   −二次抵抗の値を求める第二の二次抵抗補正手段と、前
   記誘導電動機の回転数が所定値より低い時は、第一の二
   次抵抗補正手段を選択し、所定値より高い時は、第二の
   二次抵抗補正手段を選択する切換手段とを有することを
   特徴とする誘導電動機のトルク制御装置。
2. （２）　＠−および第二の手段の選択切換え時、次に選
   択されようとする手段の初期値として、現在選択されて
   いる手段の最終値を与えた後、切換えを行なう初期値設
   定手段を有することを特徴とする特許請求の範囲ｔＩｉ
   １項記載の誘導電動機のトルク制御装置。 （ａ）　Ｉ−の二次抵抗補正手段中の所定の動特性が一
   次遅れ系であることを特徴とする特許請求の範囲ｊ１１
   項記載の誘導電動機のトルク制御装置。