JPS58170370A - 多重多相整流回路における高調波及び脈動低減回路 - Google Patents
多重多相整流回路における高調波及び脈動低減回路Info
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- JPS58170370A JPS58170370A JP57050939A JP5093982A JPS58170370A JP S58170370 A JPS58170370 A JP S58170370A JP 57050939 A JP57050939 A JP 57050939A JP 5093982 A JP5093982 A JP 5093982A JP S58170370 A JPS58170370 A JP S58170370A
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- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は多重多相整流回路における高調波及び脈動低減
回路に関し、特に多重多相整流回路を有する多重多相整
流器、他励式イン・々−夕等の高調波及び脈動を低減し
得るように工夫をしたものである。
回路に関し、特に多重多相整流回路を有する多重多相整
流器、他励式イン・々−夕等の高調波及び脈動を低減し
得るように工夫をしたものである。
近年、整流器の普及とその大容量化に伴ない整流器よシ
生じる高調波障害が問題となシ、整流器の多相化、多パ
ルス化、フィルターの使用など種々の対策が講じられつ
つあるが何れも大幅なコスト増は避けられない。
生じる高調波障害が問題となシ、整流器の多相化、多パ
ルス化、フィルターの使用など種々の対策が講じられつ
つあるが何れも大幅なコスト増は避けられない。
先ず、多重多相整流器の一種である星形結線及び三角結
線の組合せからなる２重３相１２ハルス整流回路を有す
る２重３相１２／−？ルス整流器につき説明しておく。
線の組合せからなる２重３相１２ハルス整流回路を有す
る２重３相１２／−？ルス整流器につき説明しておく。
第１図はこの２重３相１２パルス整流器を示す回路図で
ある。同図に示すように、サイリスタＴ−Ｔを整流素子
とする３相ブリッジ整流回路６ １は星形結線された変圧器の一方の２次巻線２に接続さ
れ、同様にサイリスタＴ、〜Ｔ１ｔを整流素子とする３
相ブリッジ整流回路３は三角結線された変圧器の他方の
２次巻線４に接続されている。そして、両３相ブリッジ
整流回路１．３は相間リアクトル５８を介して接続され
、この相間リアクトル５ａの中点Ａに平滑用のりアクド
ル６′Ｊｋ介して接続されている負荷７に、直流電圧を
供給するようになっている。なお、図中８は変圧器の１
次巻線であ゛る。
ある。同図に示すように、サイリスタＴ−Ｔを整流素子
とする３相ブリッジ整流回路６ １は星形結線された変圧器の一方の２次巻線２に接続さ
れ、同様にサイリスタＴ、〜Ｔ１ｔを整流素子とする３
相ブリッジ整流回路３は三角結線された変圧器の他方の
２次巻線４に接続されている。そして、両３相ブリッジ
整流回路１．３は相間リアクトル５８を介して接続され
、この相間リアクトル５ａの中点Ａに平滑用のりアクド
ル６′Ｊｋ介して接続されている負荷７に、直流電圧を
供給するようになっている。なお、図中８は変圧器の１
次巻線であ゛る。
かかる２重３相１２パルス整流器の正常動作時における
相間リアクトル５ａにかかる電圧ｖｍ５端子ＡＢ間の電
圧ｅ４αの波形はサイリスクＴ〜１ 、 Ｔ の制御角αの大きさによって変ってくる。
相間リアクトル５ａにかかる電圧ｖｍ５端子ＡＢ間の電
圧ｅ４αの波形はサイリスクＴ〜１ 、 Ｔ の制御角αの大きさによって変ってくる。
１！
（１） 制御角αが小さく０゛に近い場合。
この場合の電圧ｅｄａ・ｖｏの波形は、第２図（ａ）
、 （ｅ）のようになり、電圧ｅｄ、ｌには第２図（ｂ
）に示すよりな１２ｆ （ｆは電源周波数）の脈動分が
含まれ、また電圧ｖｍは三角波になる。
、 （ｅ）のようになり、電圧ｅｄ、ｌには第２図（ｂ
）に示すよりな１２ｆ （ｆは電源周波数）の脈動分が
含まれ、また電圧ｖｍは三角波になる。
（１１）制御角αが大きく９０゛に近い場合。
この場合の電圧ｅｄａ・Ｖ、の波形は、第３図（ａ）
、 （ｂ）のようになシ、電圧６４ｇは第３図（ａ）に
示すように鋸歯状で１２ｆの脈動分が含まれ、電圧ｖｍ
は第３図（ｂ）に示すように略力形波になる。
、 （ｂ）のようになシ、電圧６４ｇは第３図（ａ）に
示すように鋸歯状で１２ｆの脈動分が含まれ、電圧ｖｍ
は第３図（ｂ）に示すように略力形波になる。
このように本例においては６４ｇに１２ｆの脈動分が含
まれ、これを低減するには、従来技術においては、前述
の如く更に相数を増す、例えば４重星形千鳥接続にする
等の方策しかなかった。
まれ、これを低減するには、従来技術においては、前述
の如く更に相数を増す、例えば４重星形千鳥接続にする
等の方策しかなかった。
本発明は、上記従来技術に鑑み、相間リアクトル及び複
数の整流回路からなる多重多相整流回路を有する多重多
相整流器をはじめ同様の他励式インバータ等に適用して
、交流入力電流１゜の高調波及び電圧ｅｄａの脈動を低
減し得るとともに、整流器の制御角αヲ９０°に固定し
て無効電力の制御もなし得る高調波及び脈動低減口ＩＭ
を提供することを目的とする。かかる目的を達成する本
発明は、相間リアクトルに２次巻線を艶し、この２次巻
線に誘起される誘起電圧を整流して荀る整流電圧を利用
するようにした点をその技術思想の基礎とするものであ
る。
数の整流回路からなる多重多相整流回路を有する多重多
相整流器をはじめ同様の他励式インバータ等に適用して
、交流入力電流１゜の高調波及び電圧ｅｄａの脈動を低
減し得るとともに、整流器の制御角αヲ９０°に固定し
て無効電力の制御もなし得る高調波及び脈動低減口ＩＭ
を提供することを目的とする。かかる目的を達成する本
発明は、相間リアクトルに２次巻線を艶し、この２次巻
線に誘起される誘起電圧を整流して荀る整流電圧を利用
するようにした点をその技術思想の基礎とするものであ
る。
以下本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明する。
第４図は第１図の２重３相１２パルス整流器に本発明の
実施例を適用した場合の回路図である。
実施例を適用した場合の回路図である。
そこで、第１図と同一部分には同一番号を付し重複する
説明は省略する。第４図に示すように。
説明は省略する。第４図に示すように。
本実施例に係る高調波及び脈動低減回路９は、相間リア
クトル５ａに施した２次巻線５ｂと、この２次巻線５ｂ
の誘起電圧を全波整流する全波整流回路１０とを有して
おシ、前記誘起電圧に基づく整流電圧ｅ４ｐが今までの
電圧ｅｄａに重畳されるようＡｉｌ記相聞リアクトル５
ａの中点Ａと平滑用のりアクドルとの間に接続されてい
る。
クトル５ａに施した２次巻線５ｂと、この２次巻線５ｂ
の誘起電圧を全波整流する全波整流回路１０とを有して
おシ、前記誘起電圧に基づく整流電圧ｅ４ｐが今までの
電圧ｅｄａに重畳されるようＡｉｌ記相聞リアクトル５
ａの中点Ａと平滑用のりアクドルとの間に接続されてい
る。
このとき前記全波整流回路１０はサイリスタＴ 。
１
Ｔ とダイオードＤ 、Ｄ’ｅ有する混合ブリッジ１
４ １
＊全波整流回路となっている。
４ １
＊全波整流回路となっている。
かかる本実施例回路に発生する整流電圧ｅ、βは相聞リ
アクトル５ａにかかる電圧ｖｍヲ全波整流したものであ
るため次のようになる。
アクトル５ａにかかる電圧ｖｍヲ全波整流したものであ
るため次のようになる。
（１） サイリスタＴ１％Ｔ、１の制御角αが小さり
０゛に近い場合。
０゛に近い場合。
電圧ｅ４βは第２図（ｄ）に示す波形となる。このとき
前記電圧ｖｍ（第２図（ｃ）参照）は端子ＡＢ間の電圧
ｅｄｇ （第２図（ａ）参照）の脈動分（第２図（ｂ）
参照）とは逆相で、その振幅は略４倍である。したがっ
て相間リアクトル５ａと、これに施した２次巻線５ｂと
の巻数比をＮｔ／２Ｎ１＝−＝０．２′５にとれば電圧
１３４ｇに整流電圧ｅｄ＃ｆ重畳したこの２重３相１２
パルス整流器の直流出力電圧ｅ４ ＝ ｅｄｇ ＋ｅ４
βは、第２図（ｅ）に示すようになり、その脈動分は著
しく低減され相数を倍の２４相にした場合と略同様の波
形となる。
前記電圧ｖｍ（第２図（ｃ）参照）は端子ＡＢ間の電圧
ｅｄｇ （第２図（ａ）参照）の脈動分（第２図（ｂ）
参照）とは逆相で、その振幅は略４倍である。したがっ
て相間リアクトル５ａと、これに施した２次巻線５ｂと
の巻数比をＮｔ／２Ｎ１＝−＝０．２′５にとれば電圧
１３４ｇに整流電圧ｅｄ＃ｆ重畳したこの２重３相１２
パルス整流器の直流出力電圧ｅ４ ＝ ｅｄｇ ＋ｅ４
βは、第２図（ｅ）に示すようになり、その脈動分は著
しく低減され相数を倍の２４相にした場合と略同様の波
形となる。
叩 サイリスタＴ１〜Ｔ１１の制御角αが太きく９０”
に近い場合。
に近い場合。
このとき前記電圧ｖｍ（第３図（ｂ）参照）は端子ＡＢ
間の電圧ｅｄａ （第３図（ａ）参照）の脈動分の略２
倍である。そこで相間リアクトル５ａと、これに施した
２次巻線５ｂとの巻数比ｔ Ｎ、／ ２Ｎｌ＝ ａ、、
＝ ０．５ とし、サイリスタＴ、、 、 Ｔ、、
の制御角β舶５°付近にとると、整流電圧ｅ、βは第３
図（ｅ）に示す波形となる。したがって前記電圧ｅｄａ
に整流電圧ｅｄ＃を重畳したこの２・Ｆ３相１２パルス
整流器の直流出力電圧ｅｄ＝ｅｄ、Ｉ＋ｅｄβ は、
第３図（ｄ）に示すようになシ、その脈動分は著しく低
減され相数を倍の２４相にした場合と略同様の波形とな
る。
間の電圧ｅｄａ （第３図（ａ）参照）の脈動分の略２
倍である。そこで相間リアクトル５ａと、これに施した
２次巻線５ｂとの巻数比ｔ Ｎ、／ ２Ｎｌ＝ ａ、、
＝ ０．５ とし、サイリスタＴ、、 、 Ｔ、、
の制御角β舶５°付近にとると、整流電圧ｅ、βは第３
図（ｅ）に示す波形となる。したがって前記電圧ｅｄａ
に整流電圧ｅｄ＃を重畳したこの２・Ｆ３相１２パルス
整流器の直流出力電圧ｅｄ＝ｅｄ、Ｉ＋ｅｄβ は、
第３図（ｄ）に示すようになシ、その脈動分は著しく低
減され相数を倍の２４相にした場合と略同様の波形とな
る。
このように本実施例回路を適用した２重３相１２・クル
ス整流器においては、゛パ３相ブリッジ整流回路１，３
の制御角σに対応させて全波整流回路ｌＯの制御角βを
変化させれば、脈動が相数を２４相にしたのと同程度に
低減される。このとき制御角α、βは０≦α＜９０”、
０≦β＜１５°の範囲で変化させるものとする。ただ、
制御角α。
ス整流器においては、゛パ３相ブリッジ整流回路１，３
の制御角σに対応させて全波整流回路ｌＯの制御角βを
変化させれば、脈動が相数を２４相にしたのと同程度に
低減される。このとき制御角α、βは０≦α＜９０”、
０≦β＜１５°の範囲で変化させるものとする。ただ、
制御角α。
β＝Ｏ゛のときは整流素子であるサイリスタＴ〜凰
Ｔ の代わりにダイオードで３相ブリッジ整流４
回路１，３及び全波整流回路ＩＯを形成した場合と同様
の装置となる。また、制御角αに対する制御角βの関係
は、例えばリニア（α＝６β）とする。更に、制御角α
が小さくＯ”に近い場合の電圧ｖｍは電圧ｅｄ１ の
脈動分の略４倍、制御角αが大きく９０”に近い場合の
電圧ｖ１ は電圧６．１ａの脈動分の略２倍であるため
、前記２重３相１２パルス整流器の動作領域が小さい制
御角αの場合には前記巻数比ａｍ＝ ０．２５、動作領
域が大きい制御角αΩ場合には巻数比ａｍ＝０．５ に
近く、動作領域が全域に亘る場合には巻数比ａｍ＝０．
３５程度に設定する。
の装置となる。また、制御角αに対する制御角βの関係
は、例えばリニア（α＝６β）とする。更に、制御角α
が小さくＯ”に近い場合の電圧ｖｍは電圧ｅｄ１ の
脈動分の略４倍、制御角αが大きく９０”に近い場合の
電圧ｖ１ は電圧６．１ａの脈動分の略２倍であるため
、前記２重３相１２パルス整流器の動作領域が小さい制
御角αの場合には前記巻数比ａｍ＝ ０．２５、動作領
域が大きい制御角αΩ場合には巻数比ａｍ＝０．５ に
近く、動作領域が全域に亘る場合には巻数比ａｍ＝０．
３５程度に設定する。
今昔では本実施例回路の直流電圧ｅｄ の脈動低減作用
について説明したが、本実施例回路は交流入力電流１．
の高調波低減作用も有する。
について説明したが、本実施例回路は交流入力電流１．
の高調波低減作用も有する。
第５図（ａ）は第１図に示す従来技術に係る２重３相１
２パルス整流器の交流入力電流１．の波形の写真を基に
した波形図、第５図（ｂ）は第４図に示す本実施例回路
を適用した２重３相１２ノ臂ルス整流器の同様の波形図
でおる。両図を比較・参照すれば後者の場合には著しく
波形が改善されていることが容易に理解される。これは
次の理由による。第４図に示すように、相間リアクトル
５ａに施した２次巻線５ｂには負荷電流■ｄ が流れる
から、相間リアクトル５ａにはこのアンペア・ターンを
打ち消すための電流ｔｍが流れ、これが交流入力電流１
．の波形を改善するからである。
２パルス整流器の交流入力電流１．の波形の写真を基に
した波形図、第５図（ｂ）は第４図に示す本実施例回路
を適用した２重３相１２ノ臂ルス整流器の同様の波形図
でおる。両図を比較・参照すれば後者の場合には著しく
波形が改善されていることが容易に理解される。これは
次の理由による。第４図に示すように、相間リアクトル
５ａに施した２次巻線５ｂには負荷電流■ｄ が流れる
から、相間リアクトル５ａにはこのアンペア・ターンを
打ち消すための電流ｔｍが流れ、これが交流入力電流１
．の波形を改善するからである。
このとき前記電流１ｍは周波数１２ｆの方形波（ただし
制御角βの制御期間中は０）で、その振幅は１ｍ ＝
（Ｎｔ／２Ｎ１戸Ｉｄ＝ａｍ”ｄでめる。
制御角βの制御期間中は０）で、その振幅は１ｍ ＝
（Ｎｔ／２Ｎ１戸Ｉｄ＝ａｍ”ｄでめる。
また、第４図中に示した電流１ｄ□、１ｄ２は共にサイ
リスタＴ−Ｔｔ−通る電流で、相間リアク１
１１！ トル５ａの励磁電流を無視しても、 ｉｄｌ ＝ Ｉ、１ ／ ２＋ｉｍ＝ （０，５十ａ、
１ＩＩＨａ＞０１ｄｓ”’Ｉｄ／２−ｌｍ＝ （０，５
−ａＴｎ） Ｉ、１）０となる。したがって巻数比ａｍ
は０．５よシ小さくなければならない。
リスタＴ−Ｔｔ−通る電流で、相間リアク１
１１！ トル５ａの励磁電流を無視しても、 ｉｄｌ ＝ Ｉ、１ ／ ２＋ｉｍ＝ （０，５十ａ、
１ＩＩＨａ＞０１ｄｓ”’Ｉｄ／２−ｌｍ＝ （０，５
−ａＴｎ） Ｉ、１）０となる。したがって巻数比ａｍ
は０．５よシ小さくなければならない。
上述の２重３相１２パルス整流器の負荷７０代わりに直
流電源を接続し制御角σが９０゛を超え１５０゛程度以
下に設定すれば他励式インバータとなることは周知の通
りでおるが、この場合にも前記実施例回路を相聞リアク
トル５ａの中点と直流電源との間に接続すれば前述と同
様の理由で交流入力電流１．の高調波を低減し得る。
流電源を接続し制御角σが９０゛を超え１５０゛程度以
下に設定すれば他励式インバータとなることは周知の通
りでおるが、この場合にも前記実施例回路を相聞リアク
トル５ａの中点と直流電源との間に接続すれば前述と同
様の理由で交流入力電流１．の高調波を低減し得る。
更に、本実施例回路を適用した第４図において、負荷７
である抵抗Ｒ’ｋ Ｏにして無効電力補慣用の可変りア
クドルとすることができることを示しておく。この場合
は新たに直流電源全般ける必要はなく、本実施例回路に
よシ相間リアクトルの２次電圧金整流し直流電源に代用
して得るものでらる。一般に、相間リアクトル付多相整
流回路の制御角α全９０゛に設定すると直流出力電圧ｅ
ｄａの平均値Ｅｄ、ＩはＥｄａ−０になって直 ・
流電流は得られず、無効電力を供給することはできない
。しかし相間リアクトルに施した２次巻線の誘起電圧を
整流して得られる整流電圧ｅ４βは第３図（ｃ）のよう
になシ、制御角βを制御し、これによって回路に直流電
流Ｉｄ￥１−流すことができる。したがって制御角αヲ
９０”に固定し制御角β全可変とすることによって遅れ
無効電力を制御することができる。
である抵抗Ｒ’ｋ Ｏにして無効電力補慣用の可変りア
クドルとすることができることを示しておく。この場合
は新たに直流電源全般ける必要はなく、本実施例回路に
よシ相間リアクトルの２次電圧金整流し直流電源に代用
して得るものでらる。一般に、相間リアクトル付多相整
流回路の制御角α全９０゛に設定すると直流出力電圧ｅ
ｄａの平均値Ｅｄ、ＩはＥｄａ−０になって直 ・
流電流は得られず、無効電力を供給することはできない
。しかし相間リアクトルに施した２次巻線の誘起電圧を
整流して得られる整流電圧ｅ４βは第３図（ｃ）のよう
になシ、制御角βを制御し、これによって回路に直流電
流Ｉｄ￥１−流すことができる。したがって制御角αヲ
９０”に固定し制御角β全可変とすることによって遅れ
無効電力を制御することができる。
これで本実施例回路の作用及びこれを適用し得る電気機
器類がその動作とともに明らかになった。即ち、本実施
例は相間リアクトル及び複数の整流回路からなる多重多
相整流回路を有する電気機器に広く適用し得、夫々の高
調波及び脈動を低減し得る。な訃、制御角ａ、βを０と
して使用する可能性のめる整流器においては、第４図に
おける３相ブリッジ整流回路１，３等の整流回路及び全
波整流回路１０は整流素子としてダイオードを用い得る
ことは勿論である。筐だ、第４図に示す回路を整蝉器と
して用いた場合の制御角σは整流器の種類にかかわらず
何れの場合もＯ≦α＜９０゛ でめるが、制御角βは本
実施例を適用する前の直流出力電流Ｉｄ の脈動に対応
させて変えなければならない。例えば第４図に示す整流
器の場合の制御角βは０≦βく１５°である。
器類がその動作とともに明らかになった。即ち、本実施
例は相間リアクトル及び複数の整流回路からなる多重多
相整流回路を有する電気機器に広く適用し得、夫々の高
調波及び脈動を低減し得る。な訃、制御角ａ、βを０と
して使用する可能性のめる整流器においては、第４図に
おける３相ブリッジ整流回路１，３等の整流回路及び全
波整流回路１０は整流素子としてダイオードを用い得る
ことは勿論である。筐だ、第４図に示す回路を整蝉器と
して用いた場合の制御角σは整流器の種類にかかわらず
何れの場合もＯ≦α＜９０゛ でめるが、制御角βは本
実施例を適用する前の直流出力電流Ｉｄ の脈動に対応
させて変えなければならない。例えば第４図に示す整流
器の場合の制御角βは０≦βく１５°である。
以上実施例とともに具体的に説明したように本発明によ
れば、相間リアクトル及び複数の整流回路を有する多重
多相整流回路の前記相関リアクトルに２次巻ｍ”ｋ施し
、この２次巻線に誘起される誘起電圧を整流して得られ
た電圧全重畳するようにしたので、これに起因する電流
が１次側の高調波電流全低減するばかりでなく直流電流
の脈動も低減し得る。このとき１本発明全適用し得る多
重多相整流回路は、その制御角αの設定によシ整流器全
はじめとして、可変分路リアクトル及び他励式インバー
タとして機能する。因に整流器の場合の制御角αはＯ≦
ａく９０゛分路リアクトルの場合は９０”近傍、他励式
インバータの場合は９０゛＜α（１５０”？’４ル。
れば、相間リアクトル及び複数の整流回路を有する多重
多相整流回路の前記相関リアクトルに２次巻ｍ”ｋ施し
、この２次巻線に誘起される誘起電圧を整流して得られ
た電圧全重畳するようにしたので、これに起因する電流
が１次側の高調波電流全低減するばかりでなく直流電流
の脈動も低減し得る。このとき１本発明全適用し得る多
重多相整流回路は、その制御角αの設定によシ整流器全
はじめとして、可変分路リアクトル及び他励式インバー
タとして機能する。因に整流器の場合の制御角αはＯ≦
ａく９０゛分路リアクトルの場合は９０”近傍、他励式
インバータの場合は９０゛＜α（１５０”？’４ル。
第１図は従来技術に係る２重３相整流器を示す回路図、
第２図（ａ）及び第３図（ａ）はその直流出力電圧の波
形を示す波形図、第２図（ｂ）はその脈動分の波形を示
す波形図、第２図（ｅ）及び第３図（ｂ）は第１図に示
す回路の相間リアクトル間の電圧の波形を示す波形図、
第２図（ｄ）及び第３図（ｅ）は第４図に示す回路の全
波整流回路に発生する電圧の波形を示す波形図、第２図
（ｅ）及び第３図（ｄ）は第２図（ａ）及び第３図（ａ
）に示す電圧に第２図（ｄ）及び第３図（ｃ）に示す電
圧を重畳した第４図に示す回路の直流出力電圧の波形會
示す波形図で、第２図（ａ）〜第２図（ｅ）が制御角σ
が小さい場合、第３図（ａ）〜第３図（ｄ）が制御角σ
が大きい場合である。第４図は本発明の実施例を第１図
の２重３相１２ノクルス整流器に適用した場合の回路図
、第５図（ａ）は第１図に示す回路の１次側の交流電流
の波形を示す波形図、第５図（ｂ）は第４図に示す回路
の１次側の交流電流の波形を示す波形図である。 図面中、 １．３は３相ブリツジ整流器、 ５ａは相間リアクトル、 ５ｂは２次巻線、 ７は負荷。 ９は高調波及び脈動低減回路、 １０は全波整流回路、 Ｔ−Ｔ はサイリスク。 １ １４ Ｄ、 、 Ｄ、はダイオード である。 特許出願人 宮 入 庄 太 代理人 弁理士 光 石 士 部（他１名） 第２図 第３図
第２図（ａ）及び第３図（ａ）はその直流出力電圧の波
形を示す波形図、第２図（ｂ）はその脈動分の波形を示
す波形図、第２図（ｅ）及び第３図（ｂ）は第１図に示
す回路の相間リアクトル間の電圧の波形を示す波形図、
第２図（ｄ）及び第３図（ｅ）は第４図に示す回路の全
波整流回路に発生する電圧の波形を示す波形図、第２図
（ｅ）及び第３図（ｄ）は第２図（ａ）及び第３図（ａ
）に示す電圧に第２図（ｄ）及び第３図（ｃ）に示す電
圧を重畳した第４図に示す回路の直流出力電圧の波形會
示す波形図で、第２図（ａ）〜第２図（ｅ）が制御角σ
が小さい場合、第３図（ａ）〜第３図（ｄ）が制御角σ
が大きい場合である。第４図は本発明の実施例を第１図
の２重３相１２ノクルス整流器に適用した場合の回路図
、第５図（ａ）は第１図に示す回路の１次側の交流電流
の波形を示す波形図、第５図（ｂ）は第４図に示す回路
の１次側の交流電流の波形を示す波形図である。 図面中、 １．３は３相ブリツジ整流器、 ５ａは相間リアクトル、 ５ｂは２次巻線、 ７は負荷。 ９は高調波及び脈動低減回路、 １０は全波整流回路、 Ｔ−Ｔ はサイリスク。 １ １４ Ｄ、 、 Ｄ、はダイオード である。 特許出願人 宮 入 庄 太 代理人 弁理士 光 石 士 部（他１名） 第２図 第３図
Claims (3)
- （１）相聞リアクトル及び複数の整流回路を有する多重
多相整流回路の前記相聞リアクトルに施し７’ｃ２次巻
線と、この２次巻線の誘起電圧全整流する整流回路とを
有し、前記誘起電圧に基づく整流電圧が前記整流回路の
直流出力電圧に重畳されるよう前記相聞リアクトルの中
点と負荷との間に接続したことを特徴とする多重多相整
流回路における高調波及び脈動低減回路。 - （２）前記複数の整流回路をサイリスタで構成するとと
もに前記誘起電圧を整流する整流回路を混合ブリッジ全
波整流回路としたことを特徴とする特許請求の範囲第１
項に記載の多重多相整流回路における高調波及び脈動低
減回路。 - （３）相間リアクトル及びサイリスタで構成した複数の
整流回路含有する多重多相整流回路の前記相関リアクト
ルに施した２次巻線と、この２次巻線の誘起電圧を整流
する整流回路とを有し、前記誘起電圧に基づく整流電圧
が直流電源に重畳されるよう前記相関リアクトルの中点
と前記直流電源との間に接続したことを特徴とする多重
多相整流回路における高調波及び脈動低減回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57050939A JPS58170370A (ja) | 1982-03-31 | 1982-03-31 | 多重多相整流回路における高調波及び脈動低減回路 |
| US06/408,890 US4488211A (en) | 1982-03-31 | 1982-08-17 | Harmonic and pulsation reducing circuit used in a multiplex polyphase rectifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57050939A JPS58170370A (ja) | 1982-03-31 | 1982-03-31 | 多重多相整流回路における高調波及び脈動低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58170370A true JPS58170370A (ja) | 1983-10-06 |
| JPH0124032B2 JPH0124032B2 (ja) | 1989-05-09 |
Family
ID=12872788
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57050939A Granted JPS58170370A (ja) | 1982-03-31 | 1982-03-31 | 多重多相整流回路における高調波及び脈動低減回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4488211A (ja) |
| JP (1) | JPS58170370A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63234872A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-30 | Mitsubishi Electric Corp | 整流器用変圧器 |
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|---|---|---|---|---|
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| US5267137A (en) * | 1990-10-19 | 1993-11-30 | Kohler, Schmid Partner | High-power power supply |
| DE4033281A1 (de) * | 1990-10-19 | 1992-04-23 | Bruker Analytische Messtechnik | Hochleistungsnetzgeraet |
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| US6950322B2 (en) * | 2003-04-10 | 2005-09-27 | Rsm Electron Power, Inc. | Regulated AC to DC converter for aerospace applications |
Family Cites Families (4)
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|---|---|---|---|---|
| US2082015A (en) * | 1935-10-30 | 1937-06-01 | Westinghouse Electric & Mfg Co | Electric valve converting system |
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| US3308368A (en) * | 1963-06-18 | 1967-03-07 | Acme Electric Corp | Six-phase rectifier wherein the input even harmonics are eliminated |
| US4366532A (en) * | 1981-05-11 | 1982-12-28 | Westinghouse Electric Corp. | AC/DC or DC/AC Converter system with improved AC-line harmonic reduction |
-
1982
- 1982-03-31 JP JP57050939A patent/JPS58170370A/ja active Granted
- 1982-08-17 US US06/408,890 patent/US4488211A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63234872A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-30 | Mitsubishi Electric Corp | 整流器用変圧器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0124032B2 (ja) | 1989-05-09 |
| US4488211A (en) | 1984-12-11 |
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