JPS6353788B2 - - Google Patents
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- JPS6353788B2 JPS6353788B2 JP58086579A JP8657983A JPS6353788B2 JP S6353788 B2 JPS6353788 B2 JP S6353788B2 JP 58086579 A JP58086579 A JP 58086579A JP 8657983 A JP8657983 A JP 8657983A JP S6353788 B2 JPS6353788 B2 JP S6353788B2
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は相間リアクトル付き多重多相整流回路
またはインバータにおける高調波及び脈動の低減
回路に関するもので、特に多重多相整流回路を有
する多重多相整流器、インバータ等の交流側電流
の高調波及び直流側電圧の脈動分を低減し得るよ
うに工夫をしたものである。
またはインバータにおける高調波及び脈動の低減
回路に関するもので、特に多重多相整流回路を有
する多重多相整流器、インバータ等の交流側電流
の高調波及び直流側電圧の脈動分を低減し得るよ
うに工夫をしたものである。
近年、整流器の普及とその大容量化に伴ない整
流器より生じる高調波障害が問題となり、整流器
の多相化，多パルス化，フイルターの使用など
種々の対策が講じられつつあるが、何れも大幅な
コスト増は避けられない。
流器より生じる高調波障害が問題となり、整流器
の多相化，多パルス化，フイルターの使用など
種々の対策が講じられつつあるが、何れも大幅な
コスト増は避けられない。
先ず、多重多相整流器の一種である星形結線及
び三角結線の組合せからなる相間リアクトル付き
２重３相12パルス整流回路を有する２重３相12パ
ルス整流器につき説明しておく。
び三角結線の組合せからなる相間リアクトル付き
２重３相12パルス整流回路を有する２重３相12パ
ルス整流器につき説明しておく。
第１図はこの２重３相12パルス整流器を示す回
路図で公知のものである。同図に示すように、サ
イリスタT1〜T6を整流素子とする３相ブリツジ
整流回路１は星形結線された変圧器の一方の２次
巻線に接続されている。同様にサイリスタT7〜
T12を整流素子とする３相ブリツジ整流回路３は
三角結線された変圧器の他方の２次巻線４に接続
されている。そして、両３相ブリツジ整流回路
１，３は相間リアクトル５ａの端部であるA1，
A′1を介して接続され、この相間リアクトル５ａ
の中点A0に平滑用のリアクトル６を介して接続
されている負荷７に、直流電圧を供給するように
なつている。なお、図中８は変圧器の１次巻線で
ある。
路図で公知のものである。同図に示すように、サ
イリスタT1〜T6を整流素子とする３相ブリツジ
整流回路１は星形結線された変圧器の一方の２次
巻線に接続されている。同様にサイリスタT7〜
T12を整流素子とする３相ブリツジ整流回路３は
三角結線された変圧器の他方の２次巻線４に接続
されている。そして、両３相ブリツジ整流回路
１，３は相間リアクトル５ａの端部であるA1，
A′1を介して接続され、この相間リアクトル５ａ
の中点A0に平滑用のリアクトル６を介して接続
されている負荷７に、直流電圧を供給するように
なつている。なお、図中８は変圧器の１次巻線で
ある。
かかる相間リアクトル付き２重３相12パルス整
流器の正常動作時における相間リアクトル５ａに
かかる電圧υn端子A0B間の電圧ed〓の波形はサイ
リスタT1〜T12の制御角αの大きさによつて変つ
てくる。即ち、制御角αが極めて小さい場合は、
電圧ed〓，υnの波形は、第２図ａ，ｃのようにな
り、電圧ed〓には第２図ｂに示すような１２（
は電源周波数）の脈動分が含まれ、電圧υnは略
三角波になる。制御角αが大きく90゜に近い場合
は、電圧ed〓，υnの波形は、第３図ａ，ｂのよう
になり、ed〓は鋸歯状で１２の脈動分が含まれ、
電圧υnは略方形波になる。
流器の正常動作時における相間リアクトル５ａに
かかる電圧υn端子A0B間の電圧ed〓の波形はサイ
リスタT1〜T12の制御角αの大きさによつて変つ
てくる。即ち、制御角αが極めて小さい場合は、
電圧ed〓，υnの波形は、第２図ａ，ｃのようにな
り、電圧ed〓には第２図ｂに示すような１２（
は電源周波数）の脈動分が含まれ、電圧υnは略
三角波になる。制御角αが大きく90゜に近い場合
は、電圧ed〓，υnの波形は、第３図ａ，ｂのよう
になり、ed〓は鋸歯状で１２の脈動分が含まれ、
電圧υnは略方形波になる。
このように本例においてはed〓に12の脈動分が
含まれ、これを低減するには、従来技術において
は、前述の如く更に相数を増し、例えば４重星形
千鳥接続にする等の方策しかなかつた。
含まれ、これを低減するには、従来技術において
は、前述の如く更に相数を増し、例えば４重星形
千鳥接続にする等の方策しかなかつた。
本発明は、上記従来技術に鑑み、相間リアクト
ル及び複数の整流回路からなる多重多相整流回路
を有する多重多相整流器をはじめ同様の他励式イ
ンバータ等に適用して、交流入力電流iSの高調波
及び直流出力電圧ed〓の脈動分を低減し得るとと
もに、整流器の制御角αを進みまたは遅れの90゜
付近にとり無効電力の制御もなし得る高調波及び
脈動分の低減回路を提供することを目的とする。
かかる目的を達成するための本発明は、相間リア
クトル付き多重多相の電力変換回路において、前
記相間リアクトルに複数個のタツプを設けこれら
を別々の整流素子を通して直流負荷若しくは直流
電源に接続すること、 及び前記相間リアクトルに２次巻線を設け、相
間リアクトルの中点と２次巻線の中点とを直結す
るとともに、２次巻線には複数個のタツプを設け
これらを別々の整流素子を通して直流負荷若しく
は直流電源に接続することを特徴とする。
ル及び複数の整流回路からなる多重多相整流回路
を有する多重多相整流器をはじめ同様の他励式イ
ンバータ等に適用して、交流入力電流iSの高調波
及び直流出力電圧ed〓の脈動分を低減し得るとと
もに、整流器の制御角αを進みまたは遅れの90゜
付近にとり無効電力の制御もなし得る高調波及び
脈動分の低減回路を提供することを目的とする。
かかる目的を達成するための本発明は、相間リア
クトル付き多重多相の電力変換回路において、前
記相間リアクトルに複数個のタツプを設けこれら
を別々の整流素子を通して直流負荷若しくは直流
電源に接続すること、 及び前記相間リアクトルに２次巻線を設け、相
間リアクトルの中点と２次巻線の中点とを直結す
るとともに、２次巻線には複数個のタツプを設け
これらを別々の整流素子を通して直流負荷若しく
は直流電源に接続することを特徴とする。
以下本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明
する。
する。
第４図は第１図の２重３相12パルス整流器に本
発明の実施例を適用した場合の回路図である。そ
こで、第１図と同一部分には同一番号を付し重複
する説明は省略する。第４図に示すように、相間
リアクトル５ａの中点A0と直流回路端子Ｄを直
結しないで、点線で囲んだ部分９が示すような接
続法をとつている。そしてこの点線で囲んだ部分
が本実施例に係はる高調波及び脈動の低減回路
で、第４図では、Ｐ，Ｑ，A0，Q′，P′の５つの
タツプの場合を示しているが、これは一例として
示したもので、タツプＰ，A0，P′の３つだけの
場合、或いは逆に５つを越える場合などもあり得
る。タツプ数を増す程高調波や脈動の低減は著し
くなることはいうまでもない。タツプＰ，Ｑ，
A0，Q′，P′はサイリスタ等の整流素子TP，TQ，
TA0，TQ′，TP′を通して直流回路端子Ｄに接続
されている。
発明の実施例を適用した場合の回路図である。そ
こで、第１図と同一部分には同一番号を付し重複
する説明は省略する。第４図に示すように、相間
リアクトル５ａの中点A0と直流回路端子Ｄを直
結しないで、点線で囲んだ部分９が示すような接
続法をとつている。そしてこの点線で囲んだ部分
が本実施例に係はる高調波及び脈動の低減回路
で、第４図では、Ｐ，Ｑ，A0，Q′，P′の５つの
タツプの場合を示しているが、これは一例として
示したもので、タツプＰ，A0，P′の３つだけの
場合、或いは逆に５つを越える場合などもあり得
る。タツプ数を増す程高調波や脈動の低減は著し
くなることはいうまでもない。タツプＰ，Ｑ，
A0，Q′，P′はサイリスタ等の整流素子TP，TQ，
TA0，TQ′，TP′を通して直流回路端子Ｄに接続
されている。
次に、かかる本実施例回路９の作用を詳述す
る。第４図において、巻線A1A0とA0A1′、PA0と
A0P′、QA0とA0Q′の巻数をそれぞれ、N0，NP，
NQとすれば、A0は相間リアクトル５ａの中点で
あるし、タツプＰ，P′及びタツプＱ，Q′は中点
A0に対し対称的になつている。相間リアクトル
５ａには電圧υnがかかつているから整流素子TP，
TQ，TA0，TQ′，TP′は、転流時の重なりを無視
すれば、２つ、またはそれ以上が同時に導通状態
にあることはできない。何れかに逆電圧がかかつ
てしまうからである。
る。第４図において、巻線A1A0とA0A1′、PA0と
A0P′、QA0とA0Q′の巻数をそれぞれ、N0，NP，
NQとすれば、A0は相間リアクトル５ａの中点で
あるし、タツプＰ，P′及びタツプＱ，Q′は中点
A0に対し対称的になつている。相間リアクトル
５ａには電圧υnがかかつているから整流素子TP，
TQ，TA0，TQ′，TP′は、転流時の重なりを無視
すれば、２つ、またはそれ以上が同時に導通状態
にあることはできない。何れかに逆電圧がかかつ
てしまうからである。
そこで、今これらの整流素子TP，TQ，TA0，
TQ′，TP′の中の任意の１つTPのみが導通状態に
あるものとし、これをモードＰと呼ぶことにす
る。このモードＰの電圧，電流関係を求めてみ
る。
TQ′，TP′の中の任意の１つTPのみが導通状態に
あるものとし、これをモードＰと呼ぶことにす
る。このモードＰの電圧，電流関係を求めてみ
る。
相間リアクトル５ａの励磁電流を無視すると、
アンペアターン相殺の条件により、第４図におい
て、 id1（N0−NP）＝id2 （N0＋NP） id1＋id2＝Id …(1) ただし、id1，id2は整流回路１，３から相間リ
アクトル５ａに流れる電流、Idは負荷電流。
アンペアターン相殺の条件により、第４図におい
て、 id1（N0−NP）＝id2 （N0＋NP） id1＋id2＝Id …(1) ただし、id1，id2は整流回路１，３から相間リ
アクトル５ａに流れる電流、Idは負荷電流。
(1)式より
ただし、
in＝NP／2N0Id ……(3)
(3)式で定義された電流inはモードＰの区間負荷
回路を通らず整流器１，３を相間リアクトル５ａ
を通つて循環する循環電流で、本発明の実施例の
適用により生じた電流でありこれが交流入力電流
isの波形改善に役立つのである。かかる交流入力
電流isの波形改善作用を第９図の各部の波形を示
す波形図に基づき説明しておく。
回路を通らず整流器１，３を相間リアクトル５ａ
を通つて循環する循環電流で、本発明の実施例の
適用により生じた電流でありこれが交流入力電流
isの波形改善に役立つのである。かかる交流入力
電流isの波形改善作用を第９図の各部の波形を示
す波形図に基づき説明しておく。
第９図ａ〜第９図ｅは、交流入力電流isの一相
分に関するもので、簡単のため第４図における５
個の整流素子TP，TQ，TA0，TQ′，TP′のうちの
３個の整流素子TP，TA0，TP′を用いた場合につ
いて示したが、両者の場合で交流入力電流isの波
形改善の原理に変わるところはない。ただ、３個
の整流素子TP，TA0，TP′を用いた場合には、従
来の12パルス整流回路で36パルスとなるのに対
し、５個の整流素子TP，TQ，TA0，TQ′，TP′を
用いた場合には60パルスとなる。なお、第９図ａ
〜第９図ｅにおいて、第１図に示す従来技術に係
る回路に流れる電流には添字の最後に０を付し、
また第４図に示す本実施例に係る回路に流れる電
流には添字にｍを付して両者を区別している。ま
た、この場合の整流素子TP，TA0，TP′の切換え
は切換え角の原点を３相ブリツジ整流回路１のサ
イリスタの転流時に採り、TP→TA0，TA0→TP′
への切換え角β1，β2をβ1＝10゜，β2＝20゜として相
間リアクトル電圧Vnの一周期に対してTP→TA0
→TP′→TA0→TPの順に繰り返すものとする。
分に関するもので、簡単のため第４図における５
個の整流素子TP，TQ，TA0，TQ′，TP′のうちの
３個の整流素子TP，TA0，TP′を用いた場合につ
いて示したが、両者の場合で交流入力電流isの波
形改善の原理に変わるところはない。ただ、３個
の整流素子TP，TA0，TP′を用いた場合には、従
来の12パルス整流回路で36パルスとなるのに対
し、５個の整流素子TP，TQ，TA0，TQ′，TP′を
用いた場合には60パルスとなる。なお、第９図ａ
〜第９図ｅにおいて、第１図に示す従来技術に係
る回路に流れる電流には添字の最後に０を付し、
また第４図に示す本実施例に係る回路に流れる電
流には添字にｍを付して両者を区別している。ま
た、この場合の整流素子TP，TA0，TP′の切換え
は切換え角の原点を３相ブリツジ整流回路１のサ
イリスタの転流時に採り、TP→TA0，TA0→TP′
への切換え角β1，β2をβ1＝10゜，β2＝20゜として相
間リアクトル電圧Vnの一周期に対してTP→TA0
→TP′→TA0→TPの順に繰り返すものとする。
したがつて、第９図ａに示すように、本実施例
によれば、相間リアクトル電圧Vnに対して斜線
で示すような位相の循環電流in＝anId（an＝NP／2N0） が流れる。
によれば、相間リアクトル電圧Vnに対して斜線
で示すような位相の循環電流in＝anId（an＝NP／2N0） が流れる。
この結果、第９図ｂに示すように、第１図の回
路において変圧器２次巻線２，４に流れる変圧器
直流巻線電流i10，i30，i40（第１図参照）には、図
中に斜線で示すように循環電流inが重畳される。
即ち、第１図の回路においては120゜通電の方形波
状電流であつた電流i10，i30，i40は、循環電流in
を重畳した階段状波形の変圧器直流巻線電流i1n，
i3n，i4n（第４図参照）となる。
路において変圧器２次巻線２，４に流れる変圧器
直流巻線電流i10，i30，i40（第１図参照）には、図
中に斜線で示すように循環電流inが重畳される。
即ち、第１図の回路においては120゜通電の方形波
状電流であつた電流i10，i30，i40は、循環電流in
を重畳した階段状波形の変圧器直流巻線電流i1n，
i3n，i4n（第４図参照）となる。
この結果、第４図に示す本実施例の回路におけ
る交流入力電流iaは、第９図ｅに示すように、第
１図の従来技術に係る回路における交流入力電流
iS0（第９図ｃ参照）に高調波低減交流入力電流isn
（第９図ｄ参照）を重畳したものとなる。なお、
このときのisnは次式で与えられる。
る交流入力電流iaは、第９図ｅに示すように、第
１図の従来技術に係る回路における交流入力電流
iS0（第９図ｃ参照）に高調波低減交流入力電流isn
（第９図ｄ参照）を重畳したものとなる。なお、
このときのisnは次式で与えられる。
第９図ｃと第９図ｅの波形を比較すれば本実施
例の交流入力電流isの波形改善効果が一目瞭然と
なる。
例の交流入力電流isの波形改善効果が一目瞭然と
なる。
また、第４図に示した出力電圧edは、
より、
ed＝１／２（ed1＋ed2）＋NP／2N0（ed1−ed2）
ed〓＋ed〓 ……(5)
ただし、
(6)式のed〓は通常の相間リアクトル付き整流回
路の出力電圧であり、ed〓は本発明の実施例の適
用によつて生じた電圧で、出力電圧edの脈動分の
低減に役立つ成分である。かかる出力電圧edの脈
動分の低減作用を第１０図の波形図に基づき説明
しておく。なお、第１０図は第９図に示す条件と
同一条件で回路を動作させた場合の波形図であ
る。
路の出力電圧であり、ed〓は本発明の実施例の適
用によつて生じた電圧で、出力電圧edの脈動分の
低減に役立つ成分である。かかる出力電圧edの脈
動分の低減作用を第１０図の波形図に基づき説明
しておく。なお、第１０図は第９図に示す条件と
同一条件で回路を動作させた場合の波形図であ
る。
第１０図ａに示すように、本実施例によれば、
相間リアクトル電圧Vnに対して斜線で示すよう
な位相の電圧ed〓が発生する。この結果、第１０
図ｂに示すように、第１図に示す従来技術に係る
回路においては30゜の周期をもつ出力電圧ed〓の脈
動分に、同図に斜線で示すように、前記電圧ed〓
が重畳され、10゜の周期をもつ脈動に低減される。
相間リアクトル電圧Vnに対して斜線で示すよう
な位相の電圧ed〓が発生する。この結果、第１０
図ｂに示すように、第１図に示す従来技術に係る
回路においては30゜の周期をもつ出力電圧ed〓の脈
動分に、同図に斜線で示すように、前記電圧ed〓
が重畳され、10゜の周期をもつ脈動に低減される。
なお、第１０図ｃはこのときの整流素子TP，
TA0TP′のON，OFFのモードを示したものであ
る。
TA0TP′のON，OFFのモードを示したものであ
る。
他のモードに対する電圧，電流は、(1)〜(6)式に
おいて、 モードＱでは、TP→NQ モードA0では、TP→０ モードQ′では、TP→−NQ モードP′では、TP→NP として得られる。そして、υn＞０の期間ではＰ
→Ｑ→A0→Q′→P′、υn＜０の期間ではP′→Q′→
A0→Ｑ→Ｐへのモードの転移が自然転流で行な
われる。
おいて、 モードＱでは、TP→NQ モードA0では、TP→０ モードQ′では、TP→−NQ モードP′では、TP→NP として得られる。そして、υn＞０の期間ではＰ
→Ｑ→A0→Q′→P′、υn＜０の期間ではP′→Q′→
A0→Ｑ→Ｐへのモードの転移が自然転流で行な
われる。
第５図ａは本実施例回路を適用した２重３相12
パルス整流器のed〓，ed〓，第５図ｂはそのed，Id
の波形をそれぞれ示すオツシログラフの写真、第
６図ａは本実施例回路を適用しない２重３相12パ
ルス整流器の交流入力電流is，第６図ｂは本実施
例回路を適用したその交流入力電流isの波形をそ
れぞれ示すオツシログラフの写真である。
パルス整流器のed〓，ed〓，第５図ｂはそのed，Id
の波形をそれぞれ示すオツシログラフの写真、第
６図ａは本実施例回路を適用しない２重３相12パ
ルス整流器の交流入力電流is，第６図ｂは本実施
例回路を適用したその交流入力電流isの波形をそ
れぞれ示すオツシログラフの写真である。
これらの図を参照すれば直流出力電圧edの脈動
が低減されるとともに交流入力電流isの高調波が
低減され、本発明の適用が極めて効果的であるこ
とが理解される。
が低減されるとともに交流入力電流isの高調波が
低減され、本発明の適用が極めて効果的であるこ
とが理解される。
なお、第６図を得たときの適用の状態は次の通
りであつた。
りであつた。
整流器１，３の制御角αを30゜とした。
タツプA0は用いず、タツプＰ，Ｑ，Q′，
P′の４個を用い、その巻数関係はNQ／N0＝0.2， NP／N0＝0.6とした。
P′の４個を用い、その巻数関係はNQ／N0＝0.2， NP／N0＝0.6とした。
モードＰ，Ｑ，Q′，P′の区間をυnに関して
第７図に示すように配分した。
第７図に示すように配分した。
第８図は本発明の他の実施例を示す回路図であ
る。同図に示すように、本実施例の回路１０では
相間リアクトル５ａに２次巻線５ｂを設け、両者
の中点A0，A0′を直結するとともに、２次巻線５
ｂに、その中点A0′を中心にして左右に対称的に
複数のタツプＰ，Ｑ，Q′，P′を設け、その各タツ
プＰ，Ｑ，Q′，P′をサイリスタなどの整流素子
TP，TQ，TQ′，TP′を通して直流回路に接続した
ものである。
る。同図に示すように、本実施例の回路１０では
相間リアクトル５ａに２次巻線５ｂを設け、両者
の中点A0，A0′を直結するとともに、２次巻線５
ｂに、その中点A0′を中心にして左右に対称的に
複数のタツプＰ，Ｑ，Q′，P′を設け、その各タツ
プＰ，Ｑ，Q′，P′をサイリスタなどの整流素子
TP，TQ，TQ′，TP′を通して直流回路に接続した
ものである。
この実施例においても前記実施例と同様の作用
効果を得ることは論を待たない。
効果を得ることは論を待たない。
なお、第８図中第４図と同一部分には同一番号
を付して重複する説明は省略する。
を付して重複する説明は省略する。
更に両実施例における整流素子としてはサイリ
スタの他にターンオフサイリスタ（GTO）、パワ
トランジスタ等が考えられる。
スタの他にターンオフサイリスタ（GTO）、パワ
トランジスタ等が考えられる。
以上実施例とともに具体的に説明したように本
発明によれば、１次側の高調波電流を低減するば
かりでなく直流電流の脈動も低減し得る。このと
き、本発明を適用し得る多重多相の電力変換回路
は、その制御角αの設定により整流器作用をはじ
めとして、可変分路リアクトル及び他励式インバ
ータとして機能する。因に整流器作用の場合の制
御角αは０≦α＜90゜、分路リアクトルの場合は
90゜近傍、他励式インバータの場合は90゜＜α＜
150゜である。他励式インバータの場合、第４図及
び第８図に示す負荷７は当然直流電源となる。
発明によれば、１次側の高調波電流を低減するば
かりでなく直流電流の脈動も低減し得る。このと
き、本発明を適用し得る多重多相の電力変換回路
は、その制御角αの設定により整流器作用をはじ
めとして、可変分路リアクトル及び他励式インバ
ータとして機能する。因に整流器作用の場合の制
御角αは０≦α＜90゜、分路リアクトルの場合は
90゜近傍、他励式インバータの場合は90゜＜α＜
150゜である。他励式インバータの場合、第４図及
び第８図に示す負荷７は当然直流電源となる。
第１図は従来技術に係る２重３相整流器を示す
回路図、第２図ａ及び第３図ａはその直流出力電
圧の波形を示す波形図、第２図ｂはその脈動分の
波形を示す波形図、第２図ｃ及び第３図ｂは第１
図に示す回路の相間リアクトル間の電圧の波形を
示す波形図、第４図は本発明の実施例を第１図の
２重３相12パルス整流器に適用した場合の回路
図、第５図ａそのed〓，ed〓の波形を示すオツシロ
グラフの写真、第５図ｂはそのed，Idの波形を示
すオツシログラフの写真、第６図ａは本実施例回
路を適用しない２重３相12パルス整流器の交流入
力電流isの波形を示すオツシログラフの写真、第
６図ｂは本実施例回路を適用した場合のisの波形
を示すオツシログラフの写真、第７図はＰ，Ｑ，
Q′，P′のモード期間をυnに関して配分した一例
を示す説明図、第８図は本発明の他の実施例を示
す回路図、第９図は本発明の実施例における交流
入力電流isの波形改善作用を説明するための波形
図、第１０図は本発明の実施例における直流出力
電圧edの脈動分の低減作用を説明するための波形
図である。 図面中、１，３は３相ブリツジ整流器、５ａは
相間リアクトル、５ｂは２次巻線、７は負荷、
９，１０は高調波及び脈動の低減回路、Ｐ，Ｑ，
A0，Q′，P′はタツプ、TP，TQ，TA0，TQ′，
TP′は整流素子である。
回路図、第２図ａ及び第３図ａはその直流出力電
圧の波形を示す波形図、第２図ｂはその脈動分の
波形を示す波形図、第２図ｃ及び第３図ｂは第１
図に示す回路の相間リアクトル間の電圧の波形を
示す波形図、第４図は本発明の実施例を第１図の
２重３相12パルス整流器に適用した場合の回路
図、第５図ａそのed〓，ed〓の波形を示すオツシロ
グラフの写真、第５図ｂはそのed，Idの波形を示
すオツシログラフの写真、第６図ａは本実施例回
路を適用しない２重３相12パルス整流器の交流入
力電流isの波形を示すオツシログラフの写真、第
６図ｂは本実施例回路を適用した場合のisの波形
を示すオツシログラフの写真、第７図はＰ，Ｑ，
Q′，P′のモード期間をυnに関して配分した一例
を示す説明図、第８図は本発明の他の実施例を示
す回路図、第９図は本発明の実施例における交流
入力電流isの波形改善作用を説明するための波形
図、第１０図は本発明の実施例における直流出力
電圧edの脈動分の低減作用を説明するための波形
図である。 図面中、１，３は３相ブリツジ整流器、５ａは
相間リアクトル、５ｂは２次巻線、７は負荷、
９，１０は高調波及び脈動の低減回路、Ｐ，Ｑ，
A0，Q′，P′はタツプ、TP，TQ，TA0，TQ′，
TP′は整流素子である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 相間リアクトル付き多重多相の電力変換回路
において、前記相間リアクトルに複数個のタツプ
を設けこれらを別々の整流素子を通して直流負荷
若しくは直流電源に接続することを特徴とする相
間リアクトル付き多重多相の電力変換回路におけ
る交流側電流の高調波及び直流側電圧の脈動分の
低減回路。 ２ 相間リアクトル付き多重多相の電力変換回路
において、前記相間リアクトルに２次巻線を設
け、相間リアクトルの中点と２次巻線の中点とを
直結するとともに、２次巻線には複数個のタツプ
を設けこれらを別々の整流素子を通して直流負荷
若しくは直流電源に接続することを特徴とする相
間リアクトル付き多重多相の電力変換回路におけ
る交流側電流の高調波及び直流側電圧の脈動分の
低減回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58086579A JPS59213282A (ja) | 1983-05-19 | 1983-05-19 | 相間リアクトル付き多重相の電力変換回路における高調波及び脈動の低減回路 |
| DE8383110485T DE3373043D1 (en) | 1983-05-19 | 1983-10-20 | Circuit for reducing harmonics and pulsation in multiplex polyphase rectifying circuits or inverters, respectively provided with interphase reactors |
| EP83110485A EP0126180B1 (en) | 1983-05-19 | 1983-10-20 | Circuit for reducing harmonics and pulsation in multiplex polyphase rectifying circuits or inverters, respectively provided with interphase reactors |
| US06/545,679 US4532581A (en) | 1983-05-19 | 1983-10-26 | Circuit for reducing harmonics and pulsation in multiplex polyphase rectifying circuits or inverters, respectively provided with interphase reactors |
| CA000439813A CA1199680A (en) | 1983-05-19 | 1983-10-27 | Circuit for reducing harmonics and pulsation in multiplex polyphase rectifying circuits or inverters, respectively provided with interphase reactors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58086579A JPS59213282A (ja) | 1983-05-19 | 1983-05-19 | 相間リアクトル付き多重相の電力変換回路における高調波及び脈動の低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59213282A JPS59213282A (ja) | 1984-12-03 |
| JPS6353788B2 true JPS6353788B2 (ja) | 1988-10-25 |
Family
ID=13890912
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58086579A Granted JPS59213282A (ja) | 1983-05-19 | 1983-05-19 | 相間リアクトル付き多重相の電力変換回路における高調波及び脈動の低減回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4532581A (ja) |
| EP (1) | EP0126180B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59213282A (ja) |
| CA (1) | CA1199680A (ja) |
| DE (1) | DE3373043D1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0316290U (ja) * | 1989-06-27 | 1991-02-19 | ||
| US11007197B2 (en) | 2012-08-06 | 2021-05-18 | ACEA Therapeutics, Inc. | EGFR modulators and uses thereof |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4639846A (en) * | 1985-08-16 | 1987-01-27 | Bbc Brown, Boveri & Company, Limited | Method and compensating device for compensating current oscillations |
| US4833585A (en) * | 1988-08-03 | 1989-05-23 | Westinghouse Electric Corp. | Zone filter |
| US4847745A (en) * | 1988-11-16 | 1989-07-11 | Sundstrand Corp. | Three phase inverter power supply with balancing transformer |
| US4953071A (en) * | 1989-11-03 | 1990-08-28 | International Fuel Cells, Inc. | Auxiliary excitation circuit for phased transformers |
| JPH03289361A (ja) * | 1990-04-05 | 1991-12-19 | Takaoka Electric Mfg Co Ltd | 整流回路 |
| JP2910616B2 (ja) * | 1995-04-27 | 1999-06-23 | 三菱電機株式会社 | 電圧源型電力変換装置 |
| US6424552B1 (en) | 2001-01-16 | 2002-07-23 | Raytheon Company | Multiphase transformer having main and auxiliary transformers |
| KR100398616B1 (ko) * | 2001-04-19 | 2003-09-19 | 주식회사 베가파워 | 보조회로를 이용한 다펄스 싸이리스터 컨버팅 장치 |
| US7551461B2 (en) * | 2003-06-04 | 2009-06-23 | Miguel Villablanca | Method and apparatus to reduce distortion of currents feeding an AC/DC rectifier system |
| DE102008008587A1 (de) * | 2008-02-12 | 2009-08-13 | Converteam Gmbh | Elektrische Schaltung mit einem Tranformator und mit mindestens zwei Diodenbrücken |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5612821A (en) * | 1979-07-13 | 1981-02-07 | Tokyo Shibaura Electric Co | Harmonic wave switching filter |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3308368A (en) * | 1963-06-18 | 1967-03-07 | Acme Electric Corp | Six-phase rectifier wherein the input even harmonics are eliminated |
| SE353821B (ja) * | 1970-02-09 | 1973-02-12 | Asea Ab | |
| SU570168A1 (ru) * | 1975-10-31 | 1977-08-25 | Предприятие П/Я М-5644 | Автономный инвертор тока |
| SE423771B (sv) * | 1978-07-03 | 1982-05-24 | Asea Ab | Stromriktarutrustning for overforing av energi mellan ett vexelspenningsnet och ett likspenningsnet |
| FR2479600A1 (fr) * | 1980-03-25 | 1981-10-02 | Jeumont Schneider | Dispositif d'adaptation pour circuit intermediaire d'un ensemble convertisseur alternatif-alternatif |
| JPS58170370A (ja) * | 1982-03-31 | 1983-10-06 | Shiyouta Miyairi | 多重多相整流回路における高調波及び脈動低減回路 |
-
1983
- 1983-05-19 JP JP58086579A patent/JPS59213282A/ja active Granted
- 1983-10-20 EP EP83110485A patent/EP0126180B1/en not_active Expired
- 1983-10-20 DE DE8383110485T patent/DE3373043D1/de not_active Expired
- 1983-10-26 US US06/545,679 patent/US4532581A/en not_active Expired - Fee Related
- 1983-10-27 CA CA000439813A patent/CA1199680A/en not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5612821A (en) * | 1979-07-13 | 1981-02-07 | Tokyo Shibaura Electric Co | Harmonic wave switching filter |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0316290U (ja) * | 1989-06-27 | 1991-02-19 | ||
| US11007197B2 (en) | 2012-08-06 | 2021-05-18 | ACEA Therapeutics, Inc. | EGFR modulators and uses thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0126180A3 (en) | 1986-02-05 |
| JPS59213282A (ja) | 1984-12-03 |
| EP0126180A2 (en) | 1984-11-28 |
| CA1199680A (en) | 1986-01-21 |
| DE3373043D1 (en) | 1987-09-17 |
| US4532581A (en) | 1985-07-30 |
| EP0126180B1 (en) | 1987-08-12 |
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