JPH118969A - 電源回路 - Google Patents
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- JPH118969A JPH118969A JP9156582A JP15658297A JPH118969A JP H118969 A JPH118969 A JP H118969A JP 9156582 A JP9156582 A JP 9156582A JP 15658297 A JP15658297 A JP 15658297A JP H118969 A JPH118969 A JP H118969A
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Abstract
供給する電源回路において、ロジック回路の消費電力を
低減することができる。 【解決手段】 電源電圧を降圧して得られた電圧を半導
体装置の各ロジック回路へ供給する電源回路において、
前記電源電圧と基準電圧間に前記電源電圧より低電位の
電圧を出力するレギュレータ回路と、前記電源電圧と前
記レギュレータ回路の出力間にクロック信号に応じてオ
ン/オフを繰り返して少なくとも縦列した4つのスイッ
チ手段のうち1列毎に前記縦列スイッチ手段を交互にオ
ン/オフして負荷出力とするハーバ回路と、前記クロッ
ク信号のハイ・ローに応じて前記負荷出力に並列に接続
された第1のコンデンサと並列接続と直列出力とに交互
に接続される第2のコンデンサと、を備えたことを特徴
とする。
Description
る電源回路に関し、特にマイクロコンピュータ等のロジ
ック回路に供給される消費電力を低減する電源回路に関
する。
ロジック回路等の他の回路へ降圧した電圧を供給する内
部降圧回路に関し、複数の容量及びスイッチにて構成さ
れる電源電圧の分割手段によって電源電圧を分圧し、こ
の分圧された電圧を駆動用トランジスタに供給すること
により、その駆動トランジスタにおける消費電力を低減
する回路がある。その一例が、特開昭63−12146
7号公報に「内部降圧回路」として示されている。本例
によれば、図9に示すように、電源電圧Vdd1と接地
電圧の間に配される2つの電圧分割用容量C1,C2
と、電圧保持用容量C3と、これら電圧分割用容量C
1,C2及び電圧保持用容量C3の接続関係を変換する
ための5つのスイッチS1〜S5とを有し、さらに差動
アンプ及び駆動用トランジスタM5によってバートン回
路構成とされた回路部分を主たる構成要素としている。
しかしながら、駆動用トランジスタへの消費電力化は駆
動用トランジスタへの電源電圧を低減してなされ、十分
な低消費化は困難である。
がそのまま供給されていたため、ある特定周波数にて動
作するロジック回路においては、そのロジック回路の最
低動作電圧に対し過剰な電圧となってしまい、消費電流
が必要以上に多くなってしまう場合があった。そのた
め、レギュレータ回路を用い電源電圧をロジック回路の
最低動作電圧に対し動作マージンを含んだ最適な電圧に
降圧してロジック回路へ供給させることで、消費電力の
低減をおこなっていた。また、ハーバ回路を用い電源電
圧を1/2に降圧してロジック回路へ供給させること
で、レギュレータ回路を用いた場合より、さらに消費電
力の低減をおこなっていた。
について簡単に説明する。図7に示すように、電源電圧
VDD1にて駆動する基準電圧発生回路11aは、ある
特定周波数にて動作するロジック回路21の最低動作電
圧に動作マージンを加えた電圧V11を発生するように
予め設定する。この電圧V11を基準電圧として、電源
電圧VDD1にて駆動するコンパレータ回路11bの片
側入力に接続する。このコンパレータ11bの出力は駆
動用トランジスタMP11のゲートに接続され、駆動用
トランジスタMP11のソースは電源電圧VDD1から
供給する。また、この駆動用トランジスタMP11のド
レインは、コンパレータ回路11bへ負帰還としてもう
片側入力に接続され、さらに、ロジック回路21へ電源
として供給する。このとき、ロジック回路21へ供給さ
れる電圧V12は、基準電圧発生回路11aにて予め設
定されている電圧V11と同等の電圧が発生されること
となる。これにより、ロジック回路21にはレギュレー
タ回路11より電源電圧VDD1から降圧された電圧V
12が供給され、この最適化された電圧によりロジック
回路21の消費電力を低減していた。
て簡単に説明する。図8に示すように、接地電圧GND
はスイッチSW14に、電源電圧VDD1はスイッチS
W11にそれぞれ接続しており、この電源電圧VDD1
と接地電圧GNDとの間にスイッチSW11〜SW14
を直列接続することにより構成している。さらに、クロ
ック信号CK11とCK12を入力として、クロック信
号CK11がスイッチSW11とスイッチSW13のゲ
ートコントロールに、また、クロック信号CK12がス
イッチSW12とスイッチSW14のゲートコントロー
ルに接続される。それぞれのスイッチSW11〜SW1
4は、ゲート電圧がHiレベルの時に導通状態に、Lo
wレベルの時に非導通状態となる素子から形成されてい
る。さらに、スイッチSW11とスイッチSW12との
接続点CH11とスイッチSW13とスイッチSW14
との接続点CL11にはコンデンサC11を接続し、ス
イッチSW12とスイッチSW13との接続点V13と
接地電圧GNDにはコンデンサC12を接続する。これ
らコンデンサC11とC12がクロック信号CK11と
CK12に対応して直並列接続されることによりハーバ
回路3の出力V13には電源電圧VDD1を1/2とし
た電圧が発生される。
の第1の問題点は、従来のレギュレータ回路を用いた電
源回路では、出力電圧を電源電圧から接地電圧までの範
囲に渡って任意に発生させることができるが、このレギ
ュレータ回路の出力段にある駆動用トランジスタにて消
費電力の損失が発生していた。
流は、ロジック回路に流れ込む消費電流と同等であるた
め、その電流に駆動用トランジスタに生じているソース
・ドレイン間の電圧を乗じた消費電力が損失となってい
る。
を用いた電源回路では、第1の問題点である駆動用トラ
ンジスタに発生する消費電力の損失を低減することがで
きるが、ハーバ回路から発生する電圧を電源電圧/2以
上に設定させることができない。しかし、ハーバ回路に
接続されるコンデンサの数を増やすことで電源電圧/2
以上の電圧を発生させることはできるが、マイクロコン
ピュータ等消費電力が多いロジック回路においては、コ
ンデンサの容量値の問題によりLSIに内蔵させること
が困難であるため、ディスクリートの外付けコンデンサ
が必要となりLSIの端子数を増やしてしまう結果とな
っていた。
をある特定クロックにて直並列接続させることにより電
圧を発生させているので、コンデンサの数に対応した電
圧しか発生することができない。つまり、直並列される
コンデンサが2つだと、このハーバ回路から発生できる
電圧は電源電圧/2となる。
記問題点を解決するためになされたもので、電源電圧を
降圧しその電圧をロジック回路へ供給する電源回路にお
いて、第1電源電圧と第2電源電圧をレギュレータ回路
にて降圧した電圧とをハーバ回路に供給させることで、
ハーバ回路より第1電源電圧/2以上の電圧を発生させ
ることが可能となる。
圧して得られた電圧を半導体装置の各ロジック回路へ供
給する電源回路において、第1の電源電圧と前記第1の
電源電圧に第2電源電圧を直列に接続した電源電圧をレ
ギュレータ回路にて任意の電圧に降圧した降圧電圧と、
第1のクロック信号と第2のクロック信号とを入力とす
るハーバ回路とを有して構成され、前記ハーバ回路は前
記第1のクロック信号に応じて前記第1の電源電圧と接
地電圧の間に設けられた複数のコンデンサを直列接続さ
せる第1のスイッチ回路群と、前記複数のコンデンサの
うちある特定のコンデンサの一端を前記レギュレータ回
路の出力である前記降圧電圧に残りのコンデンサの一端
を前記接地電圧に接続し、前記複数のコンデンサの他端
を前記ハーバ回路の出力電圧に対しそれぞれ並列接続さ
せる第2のスイッチ回路群とを有し、前記複数のコンデ
ンサが前記第1のクロック信号と前記第2のクロック信
号により直列または並列接続を繰り返すことにより所定
の電圧を発生させることを特徴とする。
圧して得られた電圧を半導体装置の各ロジック回路へ供
給する電源回路において、前記電源電圧と基準電圧間に
前記電源電圧より低電位の電圧を出力するレギュレータ
回路と、前記電源電圧と前記レギュレータ回路の出力間
にクロック信号に応じてオン/オフを繰り返して少なく
とも縦列した4つのスイッチ手段のうち1列毎に前記縦
列スイッチ手段を交互にオン/オフして負荷出力とする
ハーバ回路と、前記クロック信号のハイ・ローに応じて
前記負荷出力に並列に接続された第1のコンデンサと並
列接続と直列出力とに交互に接続される第2のコンデン
サと、を備えたことを特徴とする。
電圧をレギュレータ回路にて降圧した電圧とを複数のコ
ンデンサを直並列させるスイッチ群から構成されるハー
バ回路へ供給する。また、このハーバ回路は入力される
クロック信号によって動作され、特にコンデンサが接地
電位に対し並列状態にある時に、これらコンデンサのう
ちある特定のコンデンサに対して接地電位ではなく、第
2電源電圧をレギュレータ回路にて降圧した電位に接続
させることで電圧を持ち上げ、その結果ハーバ回路より
(第1電源電圧+レギュレータ出力電圧)/2なる電圧
を発生させることが可能となる。
ば、1.5vの電池を2個直列接続し3.0v電圧にて
マイクロコンピュータを駆動させるアプリケーション・
システムにおいて、このマイクロコンピュータのある特
定周波数における最低動作電圧が2.0vであるとする
と、第1電源とする3.0v電圧と第2電源とする1.
5v電圧をレギュレータ回路にてさらに降圧した1.0
v電圧とを供給源とするハーバ回路により、発生される
電圧(3.0v+1.0v)/2をマイクロコンピュー
タの電源とすることができる。
電源回路のブロック図である。図1において、第1電源
電圧VDD1と第2電源電圧VDD2と、レギュレータ
回路1と、ハーバ回路3と、本電源回路の負荷であるロ
ジック回路2とから構成される。
1により降圧された電圧V2がハーバ回路3のスイッチ
SW4に、また、第1電源電圧VDD1はスイッチSW
1にそれぞれ接続する。このレギュレータ回路1は、基
準電圧発生回路1aより発生された電圧V1をコンパレ
ータ回路1bが受け、駆動用トランジスタMP1のゲー
トをコントロールし、第2電源電圧VDD2を降圧した
電圧V2を出力する。また、ハーバ回路3は、第1電源
電圧VDD1から、第2電源電圧VDD2をレギュレー
タ回路1にて降圧した電圧V2の間を、スイッチSW1
〜SW4を直列接続することにより構成している。
力として、クロック信号CK1がスイッチSW1とスイ
ッチSW3のゲートコントロールに、また、クロック信
号CK2がスイッチSW2とスイッチSW4のゲートコ
ントロールに接続する。それぞれのスイッチSW1〜S
W4は、クロック信号を供給するゲート電圧がHiレベ
ルの時に導通状態に、Lowレベルの時に非導通状態と
なる素子から形成されている。さらに、スイッチSW1
とスイッチSW2との接続点CH1とスイッチSW3と
スイッチSW4との接続点CL1にはコンデンサC1を
接続し、スイッチSW2とスイッチSW3との接続点V
3と接地電圧GNDにはコンデンサC2を接続する。さ
らに、ハーバ回路3の出力V3は、負荷としてのロジッ
ク回路2へ電源として供給している。先のコンデンサC
1とコンデンサC2がクロック信号CK1とCK2の状
態に対応して直並列接続されることにより、ハーバ回路
の出力V3には(VDD1+V2)/2の電圧が発生さ
れる。
して説明する。図2に示すように、クロック信号CK1
とCK2が交互にハイ・ローを繰り返して入力されると
スイッチSW1〜SW4が動作を始める。まず、クロッ
ク信号CK1がHiレベルで、クロック信号CK2がL
owレベルの時には、スイッチSW1とスイッチSW3
が導通状態、スイッチSW2とスイッチSW4が非導通
状態となり、コンデンサC1とコンデンサC2は第1電
源電圧VDD1と接地電圧GND間に直列接続となる
(図3のAの状態)。また、クロック信号CK1がLo
wレベルで、クロック信号CK2がHiレベルの時に
は、スイッチSW1とスイッチSW3が非導通状態、ス
イッチSW2とスイッチSW4が導通状態となり、コン
デンサC2は接地電圧GNDに対し接続、コンデンサC
1は第2電源電圧VDD2をレギュレータ回路1にて降
圧した電圧V2に対し接続となり、さらに、それぞれの
コンデンサC2とコンデンサC1のもう片側は、お互い
に接続される(図3のBの状態)。このコンデンサの接
続状態をクロック信号CK1とCK2に対し時系列的に
繰り返すことにより、ハーバ回路の出力V3には(VD
D1+V2)/2の電圧が発生され、これを電源として
ロジック回路2に供給する。
の実施形態の電源回路のブロック図である。図4におい
て、具体的な数字として3Vという低電圧の電源電圧V
DDと、レギュレータ回路1と、ハーバ回路3と、本電
源回路の負荷であるロジック回路2とから構成される。
レギュレータ回路1は、電源電圧VDDと基準電圧の接
地間に接続されて更に低電圧V1を出力する基準電圧発
生回路1aと、基準電圧発生回路1aより発生された電
圧V1を非反転入力端子に、反転入力端子にFETのド
レインから負帰還回路として受けるコンパレータ回路1
bと、コンパレータ回路1bの出力をゲートで受け電源
電圧VDDをソースに接続された駆動用トランジスタの
p型MOS(MP1)と、p型MOSのMP1のドレイ
ンと接地間に接続された抵抗R1とから構成される。
レギュレータ回路1の駆動用トランジスタMP1のドレ
インとの間にp型MOSQ1〜Q3とn型MOSQ4と
を縦続接続し、入力にクロック信号を供給される直列接
続のインバータIN1,IN2とから構成され、インバ
ータIN1とIN2との接続点とp型MOSQ2のゲー
トを接続し、インバータIN2の出力をp型MOSQ
1,Q3とn型型MOSQ4のゲートに接続している。
また、p型MOSQ1とQ2の接続点CH1とMOSQ
3とQ4との接続点CL1間にコンデンサC1を接続
し、p型MOSQ1とQ2の接続点と接地間にコンデン
サC2と負荷としてのロジック回路2とが並列に接続さ
れている。
る。レギュレータ回路1は基準電圧発生回路1aにより
電源電圧VDDより小さい一定電圧を出力し、負帰還回
路の出力MOSトランジスタMP1のドレインにはV2
として、例えば0.4Vを出力する。抵抗R1はコンデ
ンサであってもよく、一定負荷を有するものである。次
に、クロック信号を図5に示すようにハイ・ローを繰り
返し供給される。図5のの期間に、インバータIN2
の出力はローで有るので、MOSQ2とQ4がオフし
て、MOSQ1とQ3がオンしており、出力V3は図6
のに示すようにコンデンサC2の電圧となる。また、
図5のの期間に、インバータIN2の出力はハイで有
るので、MOSQ2とQ4がオンして、MOSQ1とQ
3がオフしており、出力V3は図6のに示すようにコ
ンデンサC2の電圧及びレギュレータ回路1の出力にコ
ンデンサC1の電圧を加算した電圧になる。従って、図
6のの状態から図6のの状態に変化し、電圧V3は
平均化される。
C2の接続状態をクロック信号CKによって時系列的に
繰り返すことにより、ハーバ回路の出力V3には(VD
D+V2)/2の電圧が発生され、この出力V3を電源
としてロジック回路2に供給する。ロジック回路2の負
荷抵抗を85kΩとすると、ロジック回路2にはIDD
=20μAが流れる。
コンピュータやロジック回路等のデジタル回路及びアナ
ログ回路用として、従来のMOSトランジスタの消費電
力を低減し、且つレギュレータ回路の定電圧を可変する
ことで、電源電圧以下の任意の電源電圧を得ることがで
きる。
D/2以上あったとしても、ハーバ回路の出力電圧をV
DD/2以上の電圧に微調整することが可能であるの
で、本発明の電源回路によりロジック回路を効果的に動
作させることができる。これにより、ハーバ回路の特徴
である電池電圧から見た電流がロジック電流の半分とな
る効果を得ることが可能となる。
源回路では、電池電源から見た電流=20μA+レギュ
レータ回路電流であるとする。
接地電圧を例えば0.4V(レギュレータ回路出力)に
することで、その出力電圧は1.7Vが発生される。こ
の方式を用いた電源回路は、 電池電源から見た電流=10μA(=20μA/2)+
レギュレータ回路電流+ハーバ回路電流(約0μA) となり、ロジック回路の最低動作電圧が電池電圧VDD
の半分以上の特性であっても、電源電圧VDDの電源電
流は約1/2の値に軽減でき、十分ハーバ回路の効果を
得ることができる。
明したが、本発明の効果はこれに限らず、技術的思想を
踏襲することで、幅広い応用が可能である。
源電圧をレギュレータ回路にて降圧した電圧とをハーバ
回路に供給することで、第1電源電圧/2より高い電
圧、すなわち、(第1電源電圧+レギュレータ出力電
圧)/2なる電圧がハーバ回路の出力より発生すること
が可能となるという効果を奏し得る。すなわち、ハーバ
回路の動作において、特にコンデンサが接地電位に対し
並列状態にあるとき、ある特定のコンデンサについての
み接地電位ではなく、第2電源電圧をレギュレータ回路
にて降圧した電圧に接続させることで、ハーバ回路の出
力には第1電源電圧/2にレギュレータ出力電圧/2を
加えた電圧が発生されるからである。
源電圧+レギュレータ出力電圧)/2なる電圧をロジッ
ク回路の電源として供給することにより、この消費電力
を低減することが可能となる。すなわち、第1電源電圧
と第2電源電圧をレギュレータ回路にて降圧した電圧と
を供給源としたハーバ回路により、特に第2電源電圧か
らレギュレータ回路にて降圧した電圧を発生させること
で消費電力の損失を抑えることができる。
る。
る。
図である。
る。
る。
図である。
ある。
Claims (6)
- 【請求項1】 電源電圧を降圧して得られた電圧を半導
体装置の各ロジック回路へ供給する電源回路において、 第1の電源電圧と前記第1の電源電圧に第2電源電圧を
直列に接続した電源電圧をレギュレータ回路にて任意の
電圧に降圧した降圧電圧と、 第1のクロック信号と第2のクロック信号とを入力とす
るハーバ回路とを有して構成され、前記ハーバ回路は前
記第1のクロック信号に応じて前記第1の電源電圧と接
地電圧の間に設けられた複数のコンデンサを直列接続さ
せる第1のスイッチ回路群と、 前記複数のコンデンサのうちある特定のコンデンサの一
端を前記レギュレータ回路の出力である前記降圧電圧に
残りのコンデンサの一端を前記接地電圧に接続し、前記
複数のコンデンサの他端を前記ハーバ回路の出力電圧に
対しそれぞれ並列接続させる第2のスイッチ回路群とを
有し、 前記複数のコンデンサが前記第1のクロック信号と前記
第2のクロック信号により直列または並列接続を繰り返
すことにより所定の電圧を発生させることを特徴とする
電源回路。 - 【請求項2】 請求項1に記載の電源回路において、ス
イッチ回路群はMOSトランジスタから構成され、前記
第1の電源電圧と前記第2電源電圧とは電池電源である
ことを電源回路。 - 【請求項3】 請求項1又は2に記載の電源回路におい
て、前記所定の電圧は、{(第1電源電圧+レギュレー
タ回路出力電圧)/2}であることを特徴とする電源回
路。 - 【請求項4】 電源電圧を降圧して得られた電圧を半導
体装置の各ロジック回路へ供給する電源回路において、 前記電源電圧と基準電圧間に前記電源電圧より低電位の
電圧を出力するレギュレータ回路と、 前記電源電圧と前記レギュレータ回路の出力間にクロッ
ク信号に応じてオン/オフを繰り返して少なくとも縦列
した4つのスイッチ手段のうち1列毎に前記縦列スイッ
チ手段を交互にオン/オフして負荷出力とするハーバ回
路と、 前記クロック信号のハイ・ローに応じて前記負荷出力に
並列に接続された第1のコンデンサと並列接続と直列出
力とに交互に接続される第2のコンデンサと、を備えた
ことを特徴とする電源回路。 - 【請求項5】 請求項4に記載の電源回路において、前
記レギュレータ回路は、前記電源電圧の分圧電圧を電源
とすることを特徴とする電源回路。 - 【請求項6】 請求項4又は5に記載の電源回路におい
て、前記所定の電圧は、{(電源電圧+レギュレータ回
路出力電圧)/2}であることを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9156582A JP3012558B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9156582A JP3012558B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | 電源回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH118969A true JPH118969A (ja) | 1999-01-12 |
JP3012558B2 JP3012558B2 (ja) | 2000-02-21 |
Family
ID=15630921
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9156582A Expired - Fee Related JP3012558B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | 電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3012558B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7187159B2 (en) | 2003-04-14 | 2007-03-06 | Ricoh Company, Ltd. | DC—DC converter |
KR101416232B1 (ko) * | 2007-12-07 | 2014-07-07 | 삼성전자주식회사 | 전원 공급 장치 및 이를 구비하는 디지털 영상 처리장치 |
-
1997
- 1997-06-13 JP JP9156582A patent/JP3012558B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7187159B2 (en) | 2003-04-14 | 2007-03-06 | Ricoh Company, Ltd. | DC—DC converter |
CN100411286C (zh) * | 2003-04-14 | 2008-08-13 | 株式会社理光 | 直流-直流变换器 |
US7436163B2 (en) | 2003-04-14 | 2008-10-14 | Ricoh Company, Ltd. | DC-DC converter |
KR101416232B1 (ko) * | 2007-12-07 | 2014-07-07 | 삼성전자주식회사 | 전원 공급 장치 및 이를 구비하는 디지털 영상 처리장치 |
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---|---|
JP3012558B2 (ja) | 2000-02-21 |
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