JPH11510023A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 この発明は、発振回路に関する。簡単な周波数制御、速い速度、そして、低い動作電圧および消費電力を有する発振回路を提供する。この発振回路は、二つの主トランジスタ（Q1,Q2）と、その間に設けた正帰還回路である。正帰還回路は、各トランジスタのベースを、バッファトランジスタ（Q3,Q4）を介し、他方のトランジスタのエミッタに接続されて構成される。主トランジスタのエミッタ間には、コンデンサCが接続されている。発振器の発振周波数は、コンデンサCを流れる電流（I1,I2）を制御する二つの電流源（11、12）により制御される。さらに、補償電流（Icom）は、主トランジスタのコレクタ抵抗（Rc1,Rc2）を流れ、各抵抗に流れる電流は、基本的に一定であり、制御電流（I1,I2）から独立したものである。したがって、発振器の信号振幅は、周波数制御期間においても変化することはない。

Description

【発明の詳細な説明】 発振回路 技術分野 本発明は、一般には、発振回路すなわち発振器に関し、より詳細には、マルチ バイブレータに基づいた可変発振器に関する。 背景技術 電流制御発振器および電圧制御発振器（ＩＣＯおよびＶＣＯ）は、送信機およ び受信機の構成における重要な部品である。携帯型の無線通信システムに用いら れる場合、ＶＣＯ／ＩＣＯに関する主たる要件には、１〜２０ＧＨｚの動作周波 数範囲、非常に低い位相ノイズ、最大限に低い動作電圧と消費電力がある。通信 装置は、その構成に応じて、例えば、周波数変換、同期、変調、などの様々な目 的に必要とされる個々のＶＣＯ／ＩＣＯを備えてもよい。これらの性能は、通信 ユニット全体の性能に大いに影響する。また一方では、シリコン技術を用いてこ れらの発振器を実現しようという要求は、いくつかの問題に直面している。 ここ数年の様々な開発計画は、最善の解決法を探し出そうとするものであった 。ＶＣＯ／ＩＣＯの主要部分としては主に２つの形態の発振器が用いられ、それ らは正弦波発振器および弛張発振器である。高い周波数および低い位相ノイズに 関する限りでは、正弦波発振器は、通常、最善のパラメータを提供するが、主と してＧａＡＳ技術によってのみ容易に実現することができる。バイポーラ型のＣ ＭＯＳすなわちＢｉＣＭＯＳ技術への移行は、主に高い導電性を有する基板に起 因したいくつかの問題を生じさせる。また一方では、現在、速度が１０〜４０Ｇ Ｈｚの過渡周波数(transient frequency)が達成されるような有益な技術は研究 者の意欲をかきたてるものであり、それは、以前には、ＧａＡＳに基づく材料に よってのみ達成することが可能な過渡範囲(transient range)であると考えられ ていた。このシリコンに基づいた技術による速度は、 ほとんどの移動局および無線ＬＡＮによって使用される１〜２０ＧＨｚの周波数 範囲における移動体通信には十分なものである。携帯装置の開発においてさらに 影響力のある要素は、つねに、動作電圧をできるだけ低いものにし、かつ、消費 電力を非常に低いものにするという厳しい要求であった。 ＬＣ型の発振器においては、能動回路部品は非線形動作領域にあることはない が、弛張発振器においては、非常に高い周波数においてパルス回路が十分に速く スイッチングすることができない結果として正弦波信号が得られる。 発振回路すなわち発振器は、様々な多くの回路構成によって実現することがで きる。その１つが非安定（自走）マルチバイブレータである。図１は、電圧制御 発振器（ＶＣＯ）を実現するために使用されてきた従来のエミッタ結合マルチバ イブレータ回路を示す。この回路は２つのトランジスタＱ１およびＱ２からなり 、それらの間には、他方のトランジスタのベースを制御する緩衝トランジスタＱ ３およびＱ４を介してそれぞれのトランジスタのコレクタを接続することによる 正帰還が提供される。Ｑ１およびＱ２のコレクタは、それぞれ抵抗Ｒ_c1およびＲ_c2 を介して一方の電位の動作電圧源１に接続され、Ｑ１およびＱ２のエミッタは 、それぞれ電流源３および４を介してより低い電位の動作電圧源に接続される。 同様に、緩衝トランジスタＱ３およびＱ４のエミッタは、電流源５および６を介 してそのより低い電位に接続される。さらに、基準コンデンサＣが、Ｑ１および Ｑ２の間に接続される。抵抗Ｒ_c1およびＲ_c2とコンデンサＣとによって構成され る正帰還および直列の共振回路Ｒ_c1−ＣおよびＲ_c2−Ｃが、いったん発振がトリ ガーされさえすれば、マルチバイブレータの出力を２つの状態の間で継続的に振 動させる。この発振周波数は、ＲＣ直列共振回路の成分の値によって決定される 。発振周波数は、これらの成分値のいくつかを、典型的には容量Ｃを変化させる ことによって制御することができる。 以下において、マルチバイブレータの動作をより詳細に考察する。まず、Ｑ１ およびＱ３がオフ（非導通状態）であると仮定する。Ｑ１がオフのとき、Ｑ１の コレクタおよびＱ２のベースは一般的に動作電圧電位にある。Ｑ２がオン（導通 状態）になると、そのエミッタ電流はＩ１＋Ｉ２となる。同様に、緩衝 トランジスタＱ４はオンでありベース電流をＱ２に供給する。Ｑ２が導通状態で あれば、電流Ｉ１は、コンデンサＣを介してＱ２のエミッタからＱ１のエミッタ に流れる。そして、電流Ｉ１が、コンデンサＣの電荷を充電／放電させ、それに よって、Ｑ１のエミッタ電位は、Ｑ１のベース−エミッタ電圧が約０．６Ｖを越 えてＱ１が導通状態になるまで所定の速度で降下する。Ｑ１が導通状態になると 、そのコレクタ電圧が降下しはじめ、それが、緩衝トランジスタＱ３を閉じはじ めさせる。Ｑ４を介しての正帰還のために、Ｑ２のベース電圧も同様に降下して Ｑ２が閉じる。Ｑ２が閉じることによって、Ｑ２のコレクタ電圧が上昇し、それ が、Ｑ３が開くことを加速する。Ｑ３が開くことによって、正帰還を介してのＱ １のベース電流が増加する。より大きなベース電流は、Ｑ１のベース回路の寄生 キャパシタンスをより速く放電させてＱ１が開くことを加速する。Ｑ２がオフに なり、かつ、Ｑ１がオンになると、コンデンサＣを介して電流Ｉ２がＱ１のエミ ッタからＱ２のエミッタに流れ、それがＱ３を介してＱ２を再度開かせ、かつ、 Ｑ１を閉じさせるまではエミッタ電圧が降下しはじめる。 このようなマルチバイブレータ回路の速度（最大共振周波数）は、主にトラン ジスタＱ１およびＱ２の特性に依存する。緩衝トランジスタＱ３およびＱ４は、 マルチバイブレータ回路の速度を増加させる。なぜなら、それらがより大きなベ ース電流を可能にし、それが、再度、トランジスタＱ１およびＱ２のベース回路 の寄生キャパシタンスをより速く放電させ、トランジスタが一方の状態から他方 の状態にスイッチングすることを加速するからである。 電流源３および４が、理想的なもの、すなわち、それらに電圧損失がないもの と仮定すると、最大限に低い動作電圧Ｖ_ccを達成することができる。この理想的 な電流源を電流ミラー(current mirror)のようなある実際の回路構造に置き換え るとＶ_ccは増加する。この回路の動作原理に戻ると、電流経路はＱ１−Ｃ−電流 ミラー４かまたはＱ２−Ｃ−電流ミラー３のいずれかであり、かつ、これらの電 流ミラーは基準コンデンサＣを流れる安定した電流を提供し、それが典型的な低 い位相ノイズをもたらす原因であると言える。速度を増加させる 新規の方法を得るために、基準コンデンサの容量は大きくは減少させることはで きない。なぜなら、それは、寄生キャパシタンスの程度のものであり、回路の総 合的なプランニングが実行できないことは明らかであるからである。 しかしながら、近頃では、特に電池式電源を使用する電子機器においては、と どまることのない速度の増加が要望され、そして、可能な限り低い動作電圧が望 まれている。 マルチバイブレータ回路を用いた電圧制御発振器あるいは電流制御発振器を実 現するためには、回路は適切な補助的制御を必要とする。そのような制御は可能 な限り簡単なものであるべきである。 図１に示される回路において、パルス振幅は、対応するサイクルのコレクタ抵 抗Ｒ_c1あるいはＲ_c2の値を掛けた電流の和Ｉ１＋Ｉ２によって決定される。パル ス幅は、基準コンデンサＣの再充電サイクルにおいて、その基準コンデンサＣを 介してＩ１またはＩ２で供給される電流の値によって決定される。したがって、 周波数を制御するためには、基準コンデンサのキャパシタンスかまたはそれを流 れる電流のどちらかを変化させる必要がある。 バラクタが基準コンデンサＣとして使用される場合、キャパシタンスは変える ことができる。しかしながら、問題は、バラクタ技術は一般的にＢｉＣＭＯＳ技 術と適合性がないことである。例えば、ＢｉＣＭＯＳ技術においては、代わりに ＰＮ接合が使用されてもよい。しかし同時に、キャパシタが、図１に示す回路に 入り込んで電圧の極性を継続的に変化させる。この場合、お互いが向かい合った 直列接続の２つのバラクタはある程度の解決策となるかもしれないが、一方のダ イオードの順方向電圧領域の動作は一定の非線形性を示し、マルチバイブレータ の位相ノイズは許容することができないほど大きいものとなる。 もう１つの方法は電流を変化させる、すなわち、コンデンサの再充電速度を変 化させることである。これは発振周波数を制御するのに非常に効果的な方法であ るが、主たる欠点はパルス振幅にそれが直接に影響することである。 発明の開示 本発明の目的は、従来技術による発振回路よりも簡単な周波数制御、速い速度 、そして、低い動作電圧および消費電力を有する新規性のある電圧制御発振回路 あるいは電流制御発振回路を提供することである。 本発明は発振回路に関し、この発振回路は、 動作電圧源と、 第１および第２の主電極と制御電極とを備えた第１の非線形増幅器構成要素と 、 第１および第２の主電極と制御電極とを備えた第２の非線形増幅器構成要素と 、 主電極が、第１の増幅器構成要素の制御電極と第１の電位を有する動作電圧源 とに接続され、制御電極が、第２の増幅器構成要素の第１の主電極に、正帰還が 提供されるような態様で機能するように接続された第３の増幅器構成要素と、 主電極が、第２の増幅器構成要素の制御電極と第１の電位を有する動作電圧源 とに接続され、制御電極が、第１の増幅器構成要素の第１の主電極に、正帰還が 提供されるような態様で機能するように接続された第４の増幅器構成要素と、 第１の増幅器構成要素の第２の主電極と第２の増幅器構成要素の第２の主電極 との間に接続された容量性構成要素と、 第１の増幅器構成要素の第１の主電極と第２の増幅器構成要素の第１の主電極 とがそれぞれ第１の電位を有する動作電圧源にそれを介して接続される第１およ び第２の抵抗と、を備える。本発明による発振器は、 第１の増幅器構成要素の第２の主電極と第２の電位を有する動作電圧源との間 に直列に接続された第１の可変電流源と、 第２の増幅器構成要素の第２の主電極と第２の電位を有する動作電圧源との間 に直列に接続された第２の可変電流源であって、その第１および第２の電流源の 電流Ｉ１およびＩ２が発振器の周波数を決定する、該第２の可変電流源と、 それぞれの抵抗を流れる電流は本質的に一定であり、かつ、電流Ｉ１および Ｉ２に影響されることがないような態様でもって、第１の抵抗および第２の抵抗 それぞれを介して補償電流を流すための手段と、を備えたことを特徴とする。 本発明による弛張発振器は、正帰還を提供するための第３および第４の緩衝増 幅器構成要素を介して交差接続された第１および第２の増幅器構成要素を備えた マルチバイブレータ構造に基づくものである。周波数は、基準コンデンサを流れ る電流を調整することによって制御される。発振器の出力信号振幅が制御電流に 影響されないようにするために、付加的な補償電流が、第１および第２の増幅器 構成要素と第１の電位を有する動作電圧源との間に接続された抵抗を介して流さ れる。補償電流は、好ましくは、制御電流と同様の方法で制御されるが、抵抗を 介しての電流が一定となるように制御電流の方向と異なる方向に流れるように制 御される。つまり、補償電流は制御電流の変動を補償する。この補償電流は、第 １および第２の増幅器構成要素のそれぞれの第１の主電極から補償電流源を介し てグラウンドに接続された第５および第６の増幅器構成要素によって生成される 。第５および第６の増幅器構成要素は、強制的な制御によって第１および第２の 増幅器構成要素の状態それぞれに追従するように接続される。 第３および第４の緩衝増幅器構成要素は、好ましくは、それぞれに対応するプ ルダウン増幅器構成要素を有してもよく、それは、第２および第１の増幅器構成 要素の状態それぞれに追従するように交差接続される。これは、第３および第４ の増幅器構成要素によって構成されるエミッタフォロワ回路の速度および効果を 相当に増大させ、従来技術による回路構成と比較して同じ低電圧電源からより大 きな振幅とより低い出力抵抗とを提供する。 図面の簡単な説明 図１は、従来技術によるマルチバイブレータの回路構成図である。 図２は、本発明による発振器の回路構成図である。 図３は、可変電流源の回路構成図である。 発明を実施するための最良の形態 本発明は、いわゆるエミッタ結合マルチバイブレータ回路に基づいた発振器に おいて、動作電圧を低下させ、速度を増加させ、そして、周波数制御を実行する のに利用することができる。図２の発振器は増幅器手段としてバイポーラトラン ジスタを用いたものであるが、本発明による回路構成(circuit solution)は、原 則的に、ＭＯＳ、ＣＭＯＳ、ＳＯＩ、ＨＥＭＴ、そして、ＨＢＴトランジスタ、 および、マイクロ波管および真空管のようないかなる形態の非線形増幅器構成要 素を使用してもよい。電極という呼称はこれらの構成要素によって変化してもよ い。バイポーラトランジスタの主電極はコレクタおよびエミッタであり、制御電 極はベースである。ＦＥＴにおいて、それらに対応する電極はドレイン、ソース 、および、ゲートである。真空管において、これらの電極は、通常、アノード、 カソード、および、ゲートと呼ばれる。したがって、ここでは、エミッタ結合マ ルチバイブレータという用語は、より一般的な概念として、例えばカソード結合 マルチバイブレータまたはソース結合マルチバイブレータなども同時に包含する ものと理解されるべきである。 図３は、エミッタ結合マルチバイブレータ回路に基づいた本発明の好ましい実 施例による発振器を示す。 発振器は、６つのＮＰＮバイポーラトランジスタ、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、 Ｑ５、および、Ｑ６からなる。トランジスタＱ１のコレクタ電極は抵抗Ｒ_c1を介 して動作電圧Ｖ_ccに接続され、エミッタ電極は電流源１１を介して０Ｖの動作電 圧電位に接続される。トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ_c2を介して動作電圧 Ｖ_ccに接続され、エミッタは電流源１２を介して０Ｖの動作電圧電位に接続され る。コンデンサＣは、トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ間に接続される。 緩衝トランジスタＱ３を介してＱ２のコレクタをＱ１のベースに接続し、かつ、 緩衝トランジスタＱ４を介してＱ１のコレクタをＱ２のベースに接続することに よって、正帰還がトランジスタＱ１とトランジスタＱ２との間に提供される。 より詳細には、Ｑ３のベースはＱ２のコレクタに接続され、Ｑ３のコレクタ は動作電圧Ｖ_ccに接続される。Ｑ３のエミッタは、トランジスタＱ１のベースに 接続される。 同様に、Ｑ４のベースはＱ１のコレクタに接続され、Ｑ４のコレクタは動作電 圧Ｖ_ccに接続される。Ｑ４のエミッタは、トランジスタＱ２のベースに接続され る。 緩衝トランジスタＱ３およびＱ４によって、トランジスタＱ１およびＱ２のベ ース電流をより大きなものにすることができ、それがベース電極の寄生キャパシ タンスの放電を加速し、それによって、トランジスタのスイッチング速度を向上 させる。 さらに、ＭＯＳトランジスタであるプルダウントランジスタＭ１が、Ｑ３のエ ミッタと０Ｖの動作電圧との間に直列に接続される。同様に、ＭＯＳトランジス タであるプルダウントランジスタＭ２が、Ｑ４のエミッタと０Ｖの動作電圧との 間に直列に接続される。Ｍ１およびＭ２は、自動的な制御(mechanical control) によってトランジスタＱ２およびＱ１の状態のそれぞれに追従するように交差接 続される。より詳細には、Ｍ１のベースはＱ２のベースに接続され、Ｍ２のベー スはＱ１のベースに接続される。これは、回路の速度を増加させ、また、対称的 な出力端子Ｖ_out1およびＶ_out2における出力信号の波形を改善する。 正帰還回路と、抵抗Ｒ_c1、Ｒ_c2、コンデンサＣによって構成される直列共振回 路Ｒ_c1−ＣおよびＲ_c2−Ｃとによって、いったん発振がトリガーされさえすれば 、マルチバイブレータの出力端子Ｖ_out1およびＶ_out2を２つの状態の間で振動さ せることができる。この回路の共振周波数は、Ｒ_c1、Ｒ_c2、および、Ｃの値によ って設定される。 図１に関連して上述したように、パルス振幅は、対応するサイクルのコレクタ 抵抗Ｒ_c1あるいはＲ_c2の値を掛けた電流の和Ｉ１＋Ｉ２によって決定される。パ ルス幅は、基準コンデンサＣの再充電サイクルにおいて、その基準コンデンサＣ を介してのＩ１またはＩ２で供給される電流の値によって決定される。したがっ て、周波数は、基準コンデンサを流れる電流を調整することによって制御するこ とができる。図２に示される本発明の好ましい実施例においては、周 波数は、可変電流源の電流Ｉ１およびＩ２を調整することによって制御される。 これは周波数を制御するための効果的な方法であるが、その主たる欠点はそれ がパルス振幅へ直接に影響を及ぼすことである。発振器の出力信号の振幅を制御 電流に影響されないものにするために、Ｒ_c1およびＲ_c2を介しての付加的な補償 電流Ｉ_comが本発明によって流される。この補償電流Ｉ_comは、好ましくは、制御 電流Ｉ１およびＩ２と同じような方法で制御されるが、抵抗Ｒ_c1およびＲ_c2を介 しての電流は一定となりコンデンサＣを介しての電流は変化するように、制御電 流Ｉ１およびＩ２の方向と異なる方向に流れるように制御される。つまり、補償 電流Ｉ_comは、制御電流Ｉ１およびＩ２の変動を補償する。 図２に示される実施例において、この補償電流Ｉ_comは、Ｑ１およびＱ２のコ レクタからグラウンドに補償電流源２２を介して接続されるトランジスタＱ５お よびＱ６によって生成される。Ｑ５およびＱ６は、自動的な制御によってＱ１お よびＱ２の状態のそれぞれに追従するように接続される。 パルス幅とパルス休止期間(pause)との間に差分が必要とされる場合には電流 Ｉ１と電流Ｉ２との値は異なってもよい。一般的には、電流がなだれ過程(avala nche process)の最大過渡速度の領域に存在するようにＩ１＝Ｉ２が選択される 。これは、例えば、使用されるトランジスタの過渡周波数ｆ_Tが得られるような 電流でもよい。 より詳細には、トランジスタＱ５のコレクタはＱ１のコレクタに接続され、Ｑ ５のベースはＱ１のベースに接続される。トランジスタＱ６のコレクタはＱ２の コレクタに接続され、Ｑ６のベースはＱ２のベースに接続される。トランジスタ Ｑ５およびトランジスタＱ６のエミッタが相互接続されて、電流源２２を介して ０Ｖの動作電圧電位に接続される。 理想的な電流源１１、１２、または２２においては電圧損失がない。しかしな がら、実際の電流源１１、１２、または２２は、例えば、電圧によって制御され る電流ミラーで構成される。ゆえに、電流ミラー間には電圧損失が存在し、よっ て、やや高い動作電圧が必要である。 したがって、電流Ｉ１およびＩ２を生成するのにＭＯＳトランジスタが使用 される場合、電流源１１、１２、または２２間の電圧は約０．４Ｖであると仮定 すれば、図２に示される回路が動作するためには少なくとも２．２Ｖ（＝１．８ Ｖ＋０．４Ｖ）の動作電圧が必要である。 電流源１１、１２、または２２が電圧によって制御される電流ミラーで構成さ れるならば、電圧制御発振器ＶＣＯが提供される。図３は、図２の回路からＶＣ Ｏを実現する１つの方法を示し、以下のように構成される。すなわち、電流Ｉ１ 、Ｉ２、および、Ｉ_comは電流ミラーＭ６〜Ｍ７およびＭ８によって供給され、 それらは差動増幅器Ｍ２−Ｍ３−Ｍ４−Ｍ５によって制御される。この差動増幅 器は、制御電圧ＶＣＯ_controlによって制御される。電流源１１、１２、または ２２が電流によって制御される回路構成で実現されるならば、電流制御発振器が 提供される。これらの異なった電流源の実施形態は、この分野に通常の知識を有 する者には容易に理解できるものである。 バイポーラＮＰＮトランジスタが過渡周波数Ｆ_T＝１４ＧＨｚを有する０．８ μｍのＢｉＣＭＯＳ技術を用いて図２に示される回路が分析された。このトラン ジスタを流れる電流はそれがこの過渡周波数Ｆ_TMAXを提供するように選択され、 この技術においては電流は約８００μＡである。ＭＯＳトランジスタＭ１および Ｍ２は、Ｗ＝１．２μｍおよびＷ／Ｌ＝１００である。最小値が０．５ｐＦのコ ンデンサＣによって約１．１ＧＨｚの最大発振周波数が達成される。振幅は約０ ．４Ｖであり、消費電力は２．２Ｖの動作電圧においてわずかに５．６ｍＷであ る。回路の可制御性(controllability)は７５０ＭＨｚ／ｍＡである。基準コン デンサＣの間の信号波形は、典型的なエミッタ結合マルチバイブレータの波形そ のものであり、それは非常に低い位相ノイズを証明するものである。この発振器 は、大容量の外部コンデンサＣをより容易に用いることができる低い周波数にお いても動作することができる。 本発明は、バイポーラ技術だけによって実現することもできる。 本発明による発振回路は、特に、通信およびマイクロプロセッサ応用機器にお ける最新の位相同期ループ（ＰＬＬ）に適するものである。 図面およびその関連する説明は本発明を説明しようとするだけのものである。 本発明の細かな点は、添付の請求の範囲内で変更することができる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．動作電圧源（１）と、 第１および第２の主電極と制御電極とを備えた第１の非線形増幅器構成要素（ Ｑ１）と、 第１および第２の主電極と制御電極とを備えた第２の非線形増幅器構成要素（ Ｑ２）と、 主電極が、第１の増幅器構成要素（Ｑ１）の制御電極と第１の電位を有する動 作電圧源（１）とに接続され、制御電極が、第２の増幅器構成要素（Ｑ２）の第 １の主電極に、正帰還が提供されるような態様で動作可能(operationally)に接 続された第３の増幅器構成要素（Ｑ３）と、 主電極が、第２の増幅器構成要素（Ｑ２）の制御電極と第１の電位を有する動 作電圧源（１）とに接続され、制御電極が、第１の増幅器構成要素（Ｑ１）の第 １の主電極に、正帰還が提供されるような態様で動作可能に接続された第４の増 幅器構成要素（Ｑ４）と、 第１の増幅器構成要素（Ｑ１）の第２の主電極と第２の増幅器構成要素（Ｑ２ ）の第２の主電極との間に接続された容量性構成要素（Ｃ）と、 第１の増幅器構成要素（Ｑ１）の第１の主電極と第２の増幅器構成要素（Ｑ２ ）の第１の主電極とがそれぞれ第１の電位を有する動作電圧源（１）にそれを介 して接続される第１および第２の抵抗（Ｒ_c1、Ｒ_c2）と、を備えた発振回路にお いて、該回路が、 第１の増幅器構成要素（Ｑ１）の第２の主電極と第２の電位を有する動作電圧 源との間に直列に接続された第１の可変電流源（１１）と、 第２の増幅器構成要素の第２の主電極と第２の電位を有する動作電圧源との間 に直列に接続された第２の可変電流源（１２）であって、前記第１および第２の 電流源の電流Ｉ１およびＩ２がこの発振器の周波数を決定する、該第２の可変電 流源（１２）と、 それぞれの抵抗を流れる電流は本質的に一定であり、かつ、電流Ｉ１およびＩ ２に影響されることがないような態様でもって、第１の抵抗（Ｒ_c1）および第２ の抵抗（Ｒ_c2）それぞれを介して補償電流を流すための手段（Ｑ３、Ｑ４、２２ ）と、を備えたことを特徴とする発振回路。 ２．第１の主電極が、第１の増幅器構成要素（Ｑ１）の第２の主電極に接続され 、制御電極が、第３の増幅器構成要素（Ｑ３）の第２の主電極に動作可能に接続 された第５の増幅器構成要素（Ｑ５）と、 第１の主電極が、第２の増幅器構成要素（Ｑ２）の第２の主電極に接続され、 制御電極が、第４の増幅器構成要素（Ｑ４）の第２の主電極に動作可能に接続さ れた第６の増幅器構成要素（Ｑ６）と、 第１の端子が、第５および第６の増幅器構成要素（Ｑ５、Ｑ６）の第２の主電 極に接続され、第２の端子が、第２の電位を有する電圧源（１）に接続された第 ３の可変電流源と、を前記手段が備えたことを特徴とする請求項１に記載の発振 回路。 ３．第３の電流源（２２）が補償電流と電流Ｉ１およびＩ２との和が本質的に一 定であるように制御される請求項２に記載の発振回路。 ４．第３の増幅器構成要素（Ｑ３）の第２の主電極と第２の電位を有する電圧源 （１）との間に接続され、その制御電極が第５の増幅器構成要素（Ｑ５）の制御 電極に接続された第７の増幅器構成要素（Ｍ７）と、 第４の増幅器構成要素（Ｑ４）の第２の主電極と第２の電位を有する電圧源（ １）との間に接続され、その制御電極が第６の増幅器構成要素（Ｑ６）の制御電 極に接続された第８の増幅器構成要素（Ｍ２）と、 を備えたことを特徴とする請求項１ないし３に記載の発振回路。 ５．第１、第２、第３、第４、第５、および、第６の増幅器構成要素がバイポ ーラトランジスタであり、第７および第８の増幅器構成要素がＭＯＳトランジス タである請求項４に記載の発振回路。 ６．すべての増幅器構成要素がバイポーラトランジスタである請求項１ないし５ のいずれかに記載の発振回路。